3.2.8. Складені транзистори.

З метою зменшення числа каскадів за рахунок збільшення коефіцієнта підсилення одного каскаду використовують складені транзистори. Складеним транзистором називають з’єднання двох або більше транзисторів, еквівалентне одному транзистору з великим коефіцієнтом підсилення.

І снує кілька схем з’єднання транзисторів в складеному транзисторі.

Зокрема, на рис. 3.41 показана схема Дарлінгтона. Така схема відзначається простотою, високим коефіцієнтом підсилення, що дорівнює добутку коефіцієнтів підсилення окремих транзисторів (β = β₁β₂), високим вхідним опором, що значно більший за суму вхідних опорів окремих транзисторів (r_вх = r_вх1 + r_вх2(β + 1)), вихідний опір менший за вихідні опори окремих транзисторів, оскільки він визначається як опір паралельного з’єднання двох транзисторів. Такий складений транзистор звичайно використовується у кінцевому каскаді і включається за схемою із спільним емітером. Відносно малопотужний транзистор VT1 визначає робочу частоту, а транзистор VT2 – потужність, що віддається в навантаження, складеного транзистора.

На рис. 3.42 показана схема складеного транзистора із додатковою симетрією. Тут використовуються комплементарні (див. ч. 2, п. 2.2.1) транзистори. Емітер першого транзистора з’єднаний безпосередньо з колектором другого і цей спільний електрод є емітером складеного транзистора, а колектором – емітер другого транзистора. Оскільки кожний з транзисторів змінює фазу сигналу на 180, то разом вони утворюють підсилюючий елемент, подібний емітерному повторювачу – транзистору, включеному за схемою за спільним колектором. Коефіцієнт підсилення за напругою такого складеного транзистора менший за одиницю, вхідний опір виявляється великим, а вихідний – дуже малий.

Т ак звана каскодна схема складеного транзистора показана на рис. 3.43. Вхідний транзистор VT1 включений за схемою із спільним емітером, а вихідний VT2 – за схемою із спільною базою. Такий складений транзистор еквівалентний транзистору, включеному за схемою із спільним емітером. Його частотна характеристика визначається малопотужним транзистором VT1, оскільки ємність колекторного переходу VT1, шунтується малим вхідним опором транзистора VT2 ії вплив на коефіцієнт підсилення при збільшені частоти послаблюється. Послідовне включення транзисторів дозволяє отримати в навантаженні більшу невикривлену потужність при номінальній потужності транзистора VT2.

3.2.9. Спеціальні види підсилювачів.

Операційні підсилювачі (ОП) дозволяють реалізувати виконання деяких математичних операцій і реалізації спеціальних функцій із електричними сигналами, що можуть повільно змінюватись в часі. До числа таких операцій відносяться підсилення або послаблення сигналів, сумування кількох сигналів із урахуванням їх знаку і вагових коефіцієнтів, інтегрування, диференціювання та логарифмування сигналів. Це дозволяє розв’язувати деякі математичні рівняння, що моделюють складні фізичні процеси. Такі операції, зокрема, виконуються в електронних моделюючих пристроях – аналогових обчислювальних машинах (АОМ).

Відзначимо, що АОМ були попередниками електронних цифрових обчислювальних машин (ЕЦОМ). У АОМ інформація уявлялась в аналоговій формі, а у ЕЦОМ – вже в цифровій. Проте і сьогодні операційні підсилювачі мають широке застосування в пристроях попередньої обробки інформації.

Можливість виконання математичних операцій над сигналами зумовила назву таких підсилювачів – операційні (інші назви – розв’язуючі, функціональні).

Коефіцієнт підсилення операційних підсилювачів досягає 10⁴…10⁶, в зв’язку з чим є можливість використання глибокого зворотного зв’язку. Оскільки (див. ч. 2, п. 3.2.3), то при глибокому зворотному зв’язку (βК >> 1) коефіцієнт підсилення схеми практично не залежить від коефіцієнта підсилення безпосередньо підсилювача К, а визначається тільки коефіцієнтом передачі кола зворотного зв’язку β. Ця обставина дозволяє за допомогою різних кіл зворотного зв’язку отримати різноманітні передаточні функції¹, що відповідають різним математичним операціям.

Основою операційних підсилювачів є підсилювач постійного струму (ППС), охоплений різними видами додатного або від’ємного зворотного зв’язку. Для підсилювачів постійного струму характерне збереження сталої величини коефіцієнта підсилення навіть для сигналу з нульовою частотою. В таких підсилювачах використовується безпосередній (гальванічний) зв’язок між каскадами, оскільки зв’язок через роздільний конденсатор або трансформатор не дозволяє передавати постійну складову сигналу. ППС крім вимог щодо підсилення і смуги частот, зумовлених конкретною задачею, має відповідати таким вимогам:

• якомога більший вхідний опір;

• д уже малий вихідний опір;

• малий дрейф нуля ²;

• підсилювати сигнал в основній смузі частот як із інверсією фази, так і без інверсії.

Загальне функціональне позначення операційного підсилювача показано на рис. 3.44. ОП має два входи (1 і 2) і два виводи (3 і 4). Вхід (1) називається інвертуючим, тобто змінюючим на виході полярність поданої на нього напруги³, вхід (2) – неінвертуючий, тобто таким, що зберігає на виході полярність вхідної напруги. Коефіцієнти підсилення К₀ по кожному із входів однакові і відрізняється тільки знаком. Отже, у ОП U_вих по неінвертуючому входу дорівнює К₀·U_вх 2, а по інвертуючому входу – –K₀·U_вх 1 і тому загальна U_вих = K₀·(U_вх 2 – U_вх 1).

Отже ОП можна уявити як чотириполюсник з двома вхідними виводами 1, 2 та двома вихідними виводами 3, 4. Вивід виходу 4 є загальним, має назву «земля» і реалізується як фізично (окремий вивід операційного підсилювача), так і потенціально – загальний провід джерела живлення (рис. 3.45), оскільки особливістю ОП є потреба у двох різнополярних і в загальному випадку неоднакових за величиною джерел живлення (Е₁ і Е₂), підключених відносно загальної точки через спеціальні виводи.

В ідзначимо, що джерела живлення і вивід «земля» (4) на схемах зазвичай не вказуються. Реальний ОП, окрім перерахованих виводів, забезпечується додатковими виводами частотної корекції, встановлення нуля зміщення або регулювання струму живлення. Опорним виводом виступає земля, відносно якої на рис.3.45 позначено напруги на входах та виході.

Абсолютні значення напруг U_вх1, U_вх2 та U_вих обмежені напругою живлення Е₁ та Е₂, які мають номінальні значення +15 В та –15 В. При цьому розмах коливань вихідної напруги також симетричний і перекриває діапазон ±10 В.

У більшості розрахунків пристроїв із використанням ОП допустима ідеалізації параметрів самого операційного підсилювача. Звичайно приймають R_вх → ∞, R_вих → 0, а коефіцієнт передачі в робочій смузі частот К → ∞ і залишається незмінним.

Я кщо ОП охопити паралельним зворотним зв’язком, використовуючи провідності y₁ і y₂ (рис. 3.46), він може набувати різноманітних властивостей.

Реалізуючи провідності y₁ і y₂ різними з’єднаннями R і С, можна надати пристрою будь-яку необхідну частотну характеристику. Це може бути фільтр нижніх частот (ФНЧ), що пропускає частоти, не вищі за деяку граничну частоту; фільтр верхніх частот (ФВЧ), що пропускає частоти, починаючи із деякої нижчої частоти; смуговий фільтр (СФ), що пропускає тільки смугу частот від ω₁ до ω₂; режекторний фільтр (РФ), що пропускає всі частоти, крім деякого діапазону – від ω₁ до ω₂. Використовуючи як y₁ і y₂ нелінійні елементи (діоди), ОП можна перетворити у пристрій із будь-яким потрібним видом амплітудної характеристики.

Як приклад, розглянемо роботу найпростішого операційного блоку, що виконує просту математичну операцію – множення на заданий постійний коефіцієнт. Оскільки така операція зводиться до зміни масштабу вхідного сигналу, то операційний блок, що її здійснює називають масштабним.

Таку задачу можна було б вирішити за допомогою дільника напруги, що складається із двох послідовно включених резисторів (рис. 3.47-а).

Коефіцієнт передачі такого дільника визначається за виразом: К = U_вих / U_вх. Оскільки U_вих = ІR₂, І = U_вх / (R₁ + R₂), то К = R₂ / (R₁ + R₂). Коефіцієнт передачі в такій схемі не може бути більшим за одиницю і не може бути від’ємним, тобто не може змінювати знак сигналу. Більші можливості має схема масштабного операційного блоку, в якій використаний ОП (рис. 3.47-б).

                          а) б)

Рис. 3.47.

Для зазначеної схеми запишемо рівняння за методом вузлових напруг для вузла А. Воно матиме вид:

або

,

де К – коефіцієнт підсилення безпосередньо підсилювача.

При К → ∞ отримаємо:

, звідки .

Позначивши , можна записати: .

Коефіцієнт К₀, на який відбулось множення вхідної напруги U_вх, називається коефіцієнтом передачі.

Коефіцієнт передачі операційного блоку К₀ повинен зберігати постійне в часі значення, але оскільки існує зв’язок між коефіцієнтом передачі К₀ і коефіцієнтом підсилення безпосередньо підсилювача К, на який впливають ряд чинників, зокрема дрейф нуля, це забезпечити без певних заходів достатньо важко.

Саме із операційним підсилювачем, який має високе значення К (10⁴…10⁶), і глибокий від’ємний зворотній зв’язок, є можливість зменшити вплив К на К₀.

Отже застосування ОП у операційному блоці дозволяє в операції множення на постійний коефіцієнт змінювати значення коефіцієнта в широких межах, а використовування інвертуючого або неінвертуючого входу ОП дозволяє змінювати знак вхідного сигналу, а отже знак добутку.

В окремому випадку, коли R_зз = R₁ і, відповідно, U_вих = –U_вх, операційний блок називають просто інвертором.

Підсумовуючий підсилювач на ОП (рис.3.48) виступає як розширювач масштабного інвертуючого підсилювача на ОП і має не менше двох входів,

Запишемо для вузла А аналогічно розглянутому попередньому випадку рівняння і враховуючи, що при К → ∞, отримаємо:

.

Рис. 3.48.

Коефіцієнти підсилення по кожному із входів визначаються опорами резисторів R₁, R₂, …, .R_n та опором R_зз. Відношення R_зз /R₁, R_зз /R₂, …, R_зз /R_n, що виступають як коефіцієнти підсилення по кожному із вхідних каналів, називають також ваговими коефіцієнтами. Враховуючи це, отриманий вираз можна записати так:

U_вих = –(К₁U_вх 1+ К₂U_вх 2 +…+ К_nU_вх n),

тобто вихідний сигнал визначається сумою вхідних сигналів із урахуванням вагових коефіцієнтів у відповідності із правилом сумування.

Субстрактор на ОП. Розглянуті вище схеми на ОП характерні тим, що в них збуджується один із входів – інвертуючий або неінвертуючий. Якщо потрібно сформувати сигнал, що пропорційний різниці двох сигналів, то найбільш доцільним є використання одночасно обох входів ОП. Схема, яка формує різницю двох сигналів (субстрактор) зображено на рис. 3.49.

Рис. 3.49.

В такій схемі напруга на виході визначається за виразом:

.

У разі виконання умови R₁R₃ = R_ззR₂:

.

Субстрактор ще називають диференційним підсилювачем, який на ряду з іншими застосуваннями використовується в системах автоматичного управління як порівнювальний пристрій. Зрозуміло, що диференційний підсилювач можливо реалізувати на інвертуючому та підсумовуючому підсилювачах.

На основі ОП можна організувати операційний блок, що реалізує математичну операцію інтегрування – інтегратор. Інтегратор – це одна із важливих схем, що використовуються для формування закону управління.

Включення в контур управління інтегратора робить систему автоматичного управління астатичною, тобто системою, що не має похибки по відхиленню керованої (вихідної) величини САУ.

Схему інвертуючого інтегратора на ОП показано на рис. 3.50, де операційний підсилювач розглядається як ідеальний (R_вх = ∞, R_вих = 0, К = ∞).

Використовуючи метод вузлових напруг для вузла О, можна записати:

,

де .

Рис. 3.50.

Тоді отримуємо: . Після інтегрування рівняння запишемо:

.

Таким виразом вихідна напруга буде визначатись якщо конденсатор на момент часу t₁ незаряджений, тобто при t = t₁, U_вх = 0.

Співвідношення між вихідною і вхідною напругою можна отримати і із інших міркувань, використовуючи закони Кірхгофа.

За другим законом Кірхгофа: u_вх – u_R – u'_вх = 0, де u'_вх = u_вих/k.

Тоді u'_вх – u_C – u_вих = 0 і при k = ∞, u'_вх = 0. u_вх = u_R; u_C = –u_вих.

За першим законом Кірхгофа: i_R – i_C = 0, де . Отже, . Звідки .

Вихідна напруга інтегратора залежить від часу, протягом якого заряджається конденсатор ємкістю С струмом від джерела напруги u_вх, що проходить через резистор опором R. Добуток RС називають постійною часу інтегратора (τ = RС), яка вимірюється в секундах, якщо опір вимірюється в омах, а ємність в фарадах.

Отже, , тобто вихідна напруга пропорційна інтегралу вхідної напруги за час інтегрування ∆t = (t₂ – t₁).

Якщо в момент часу t = t₁ подати на вхід інтегратора одиничний ступінчастий сигнал, тобто

то напруга на виході інтегратора чисельно визначатиметься за виразом

.

Враховуючи, що згідно останнього виразу напруга на виході інтегратора змінюється лінійно, а конденсатор С заряджається за експоненціальним законом, то для точного інтегрування необхідно постійну інтегрування вибрати згідно нерівності τ  10∙∆t, для виконання якої та забезпечення точного інтегрування задаються певною величиною ємності конденсатор С, а опір резистора визначають за виразом .

Схема інвертуючого інтегратора на рис. 3.50 реалізована на ідеальному операційному підсилювачі. Реальний операційний підсилювач має певну напругу зсуву та струм зміщення, що призводить до зміни напруги на виході інтегратора із певною похибкою.

Для зменшення похибки інтегрування використовують ОП із малим значенням напруги зсуву, попередньо розряджають конденсатор, шунтують конденсатор зворотного зв’язку резистором. Схема інтегратора на реальному ОП наведена на рис. 3.51.

Рис. 3.51.

Шунтування конденсатора зворотного зв’язку резистором R_р зменшує коефіцієнт підсилення схеми до величини (R_р / R), що призводить до зменшення похибки, зумовленої напругою зсуву.

Складову похибки, яка пов’язана з струмом зміщення, зменшують за рахунок використання операційних підсилювачів, вхід яких виконано на польових транзисторах, або підключенням неінвертуючого входу на землю через компенсуючий резистор R_к, величина якого визначається з виразу

R_к = R / R_р

Інколи компенсуючий резистор R_к шунтують конденсатором С_к, вибираючи величину ємності конденсатора згідно виразу

R_вх.п. C_вх.п.= R_к C_к,

де R_вх.п., C_вх.п.– опір та ємність схеми відносно інвертуючого входу ОП. Ключ Кл (рис. 3.51) дає можливість перед початком інтегрування «скинути» інтегратор, тобто встановити u_вих = 0.

Конденсатори, що використовуються в інтеграторах з великим часом інтегрування, повинні мати дуже великий опір постійному струму (велику добротність). Достатню стабільність параметрів на великих відрізках інтегрування забезпечують тефлонові та полістиролові конденсатори.

Якщо потрібно проінтегрувати суму кількох сигналів, то використовують суматор напруги, в зворотному зв’язку якого включають конденсатор C.

Диференціатори на ОП дозволяють отримувати похідну вхідного сигналу за час диференціювання t_q. Схема такого ідеального диференціатора показано на рис. 3.52.

Рис. 3.52.

Для вузла О схеми рис. 3.52 маємо: . Після заміни запишемо остаточно

, де τ = RC – постійна часу диференціювання.

Для забезпечення достатньої точності диференціювання необхідно щоб час диференціювання t_q і постійна диференціювання τ задовольняли умові: t_q  10τ

Для визначення величини опору R резистора задаються певним значенням ємності конденсатора С та, використовуючи нерівність зазначеної умови, отримують R ≤ t_q /10С.

Реактивний опір конденсатора ємністю С (x_С = 1/(ωС)) з ростом частоти вхідного сигналу ω зменшується, що призводить до зростання коефіцієнта підсилення схеми диференціатора. Отже, схема диференціатора буде мати великий коефіцієнт підсилення по відношенню до високочастотних складових на вході, навіть якщо їх частота лежить вище смуги частот корисного сигналу.

Через це ідеальний диференціатор з однаковим успіхом підсилює високочастотні складові вхідного сигналу та власні шуми опорів і операційного підсилювача. Крім того, враховуючи що реальний операційний підсилювач має частотно-залежний коефіцієнт підсилення, схема ідеального диференціатора схильна до збудження в певній області частот.

На рис. 3.53 наведена схема реального диференціатора, що позбавлена відзначених вад, тобто схема, в якій через введення допоміжних елементів R_к, C_к підвищено динамічну стабільність роботи.

Рис. 3.53.

Резистор з опором R_к обмежує коефіцієнт підсилення схеми на високих частотах величиною R_к / R, що забезпечує динамічну стійкість та зменшує ємнісний струм споживання схемою від джерела вхідного сигналу. Включення в зворотний зв’язок конденсатора ємністю C_к зміщує в область більш високих частот зменшення коефіцієнта підсилення, що забезпечує зменшення долі високочастотних шумів у вихідному сигналі. Величину опору корегуючого резистора R_к та величину ємності корегуючого конденсатора C_к вибирають згідно виразу

R_кC = RC_к.

При реалізації схем диференціаторів найкраще використовувати тефлонові, полістиролові та майларові конденсатори на металічній плівці.

Можлива побудова багатовхідних диференціаторів, входи яких з’єднуються з інвертуючим входом ОП через конденсатори з ємностями C₁, C₂, …, C_n. При цьому в схему багатовхідного диференціатора необхідно ввести динамічну стабілізацію. Вихідна напруга такого диференціатора визначається як

.

Для здійснення операцій логарифмування, піднесення до довільного степеня, антилогарифмування, множення (ділення) ОП охоплюють нелінійним зворотним зв’язком. Як нелінійний елемент звичайно використовують напівпровідникові діоди, в яких залежність між струмом і прикладеної прямої напруги має вид:

і = І₀(е^аu – 1) ≈ І₀е^аu.

Схема логарифмуючого підсилювача наведена на рис. 3.54-а.

      а) б)

Рис. 3.54.

Завдяки великому коефіцієнту підсилення безпосередньо ОП потенціал на його вході виявляється настільки малим, що цей вхід можна ототожнити із шиною «земля» (як і на всіх попередніх схемах). Тоді вся вхідна напруга виявляється прикладеною до резистора R, а вихідна – до діода VD, включеного у прямому напрямку. Оскільки вхідний опір ОП нескінченно великий, то вхідний струм І_вх проходить і через резистор R, і через діод VD. Отже:

i_вх = u_вх /R; i_вх = І₀е^аuвих  u_вх /R = І₀е^аuвих  .

Діапазон невикривленого логарифмування перевіряється за амплітудною характеристикою логарифмуючого підсилювача. Її будують у лінійному масштабі для u_вих і в логарифмічному для u_вх. Лінійна ділянка цієї залежності показує область зміни вхідного сигналу, в межах якої операція логарифмування виконується із достатньою точністю.

Схема антилогарифмуючого підсилювача наведена на рис. 3.54-б. В цьому випадку:

i_вх = u_вих /R; i_вх = І₀е^аu_вх  u_вих /R = І₀е^аu_вх  u_вих = RI₀е^аu_вх.

Динамічний діапазон такого підсилювача перевіряється аналогічно, тільки при побудові амплітудної характеристики логарифмічний масштаб використовують для вихідної напруги, а лінійний – для вхідної.

При необхідності отримати добуток двох функцій використовуються кілька ОП, з’єднаних за структурною схемою, що наведена на рис. 3.55.

Два сигнали – f₁(x) і f₂(x) – пропускаються через логарифмуючі підсилювачі і подаються на сумуючий підсилювач із масштабними коефіцієнтами а₁ = а₂ = +1. На виході суматора будемо мати аln[f₁(x)f₂(x)]. Після проходження цього сигналу через антилогарифмуючий підсилювач на його виході отримуємо [f₁(x)f₂(x)]а.

Рис. 3.55.

Показник степеня а також може встановлюватись на суматорі як більше одиниці (відповідає піднесенню до степені), так і менше одиниці (відповідає видобуванню кореня).

Для операції ділення f₁(x) / f₂(x) для сигналів, що подаються на суматор, встановлюються коефіцієнти а₁ = +1, а₂ = –1. Тоді на виході суматора отримуємо:

,

а після антилогарифмуючого підсилювача – .

Подібно можна реалізувати складну математичну модель, що уявляє собою систему інтегро-диференціальних рівнянь, і отримати уявлення про поведінку прототипу у реальному часі.

Відзначимо, що у розглянутих схемах для здійснення різних математичних операцій кожний раз змінювалось тільки коло зворотного зв’язку, що охоплює операційний підсилювач. Сама ж схема підсилювача залишалась незмінною.

Інші види підсилювачів. В електронній апаратурі часто з’являється необхідність виокремити ту або іншу гармонічну складову сигналу. В цьому випадку застосовують вибіркові підсилювачі. Вибірковими або селективними називаються підсилювачі, які мають властивість підсилювати сигнали в певній смузі частот. Такі підсилювачі широко застосовуються у радіоприймальних пристроях, у вимірювальній техніці, у автоматичних системах і т.п. Найважливішими параметрами вибіркових підсилювачів є коефіцієнт підсилення, середня частота пропуску, вибірковість та ін.

Отримати вибіркове за частотою підсилення можна за допомогою частотно-залежного кола в навантажені підсилювача або як елемента зворотного зв’язку.

Найпростішим частотно-залежним колом є коливальний контур, який використовується як навантаження у високочастотних резонансних вибіркових підсилювачах.

В області низьких частот використовуються вибіркові підсилювачі із зворотним зв’язком із включеними у коло зворотного зв’язку резистивно-ємнісними фільтрами.

Резонансний підсилювальний каскад має як опір навантаження паралельний коливальний контур, що складається із котушки індуктивності і конденсатора (рис. 3.56-а).

При підключенні контуру до джерела живлення в ньому відбувається періодичний процес обміну енергією між магнітним полем котушки і електричним полем конденсатора із протіканням струму по замкнутому колу (див. ч. 1, п. 2.5.2). Стан кола, в якому індуктивний опір x_L = ₀L дорівнює ємнісному опору x_C = 1/(₀C), називається резонансом. Коливальний контур характеризується власною частотою , характеристичним опором і добротністю , де R – активний опір контуру. При резонансі опір паралельного контуру для зовнішнього джерела – резонансний опір R_рез – виявляється найбільшим і має чисто активний характер R_рез = Q = RQ².

                           а) б)

Рис. 3.56.

Якщо контур слугує навантажувальним опором каскаду, то підсилення каскаду буде максимальним при резонансній частоті і зменшується при відхиленні частоти від резонансної.

Енергія від джерела Е_К надходить на підсилюючий елемент через контур. В схемі також містяться конденсатори – С_р1 на вході, через який вхідна змінна напруга різних частот u_вх надходить до підсилювача, і С_р2 на виході. На виході найбільшу амплітуду має сигнал u_вих тієї ж частоти, на яку налаштований контур: при цій частоті різко зростає його опір, струм в колекторному колі падає, а напруга u_вих – зростає.

В резонансних підсилювачах транзистор може бути включений за схемою із спільною базою, спільним емітером і спільним колектором, однак найпоширенішою є схема включення із спільним емітером, яка забезпечує максимальне підсилення за потужністю із малим рівнем шумів.

Ч астотна характеристика підсилювача визначається параметрами коливального контуру. Практично підсилюються сигнали резонансної і близьких до неї частот. Смуга частот від нижчої _н до вищої _в 2 = _в – _н (рис. 3.57), на яких коефіцієнт підсилення К зменшується не більше ніж у рази у порівнянні із підсиленням на частоті К_рез, називається смугою пропуску. Чим вужча смуга пропуску, тим краща його вибірковість, яка залежить від активних втрат у контурі і його добротності Q.

Вибіркові властивості контуру можуть бути найбільш повно реалізовані у схемі підсилювача при умові малого шунтування контуру вихідним опором джерела сигналу і вхідним опором навантаження. Оскільки транзистор має низький вхідний і вихідний опір, то при побудові схем транзисторних резонансних підсилювачів доводиться враховувати шунтуючу дію цих опорів на контур, яка призводить до зниження коефіцієнта підсилення каскаду і погіршання його вибіркових властивостей.

Для зменшення впливу транзистора на контур використовується неповне включення контуру у колекторне коло транзистора. Таке включення досягається за допомогою автотрансформаторної схеми включення двох зв’язаних контурів (рис. 3.56-б), в яких напруга знімається із частини витків котушок. Принципово робота наведеної схеми і призначення більшості її елементів (R₁, R₂, R_Е, С_Е) не відрізняються від схеми каскаду підсилення низької частоти. Однак включення контуру у колекторне коло надає каскаду вибіркові властивості. В зв’язаних контурах контур, який збуджується генератором, називається первинним (L₁C₁), а зв’язаний із ним – вторинним (L₂C₂). Коли вторинний контур у підсилювачі налаштований у резонанс із частотою генератора, його вплив на первинний контур можна розглядати як внесення у первинний контур деякого додаткового активного опору, який називають внесеним опором. У первинному контурі на внесеному опорі витрачається певна потужність, рівна потужності, що передається у вторинний контур. Отже із первинного контуру у вторинний передається та частина потужності, яку складає внесений опір від повного опору первинного контуру. Ця частина визначає величину коефіцієнта корисної дії зв’язаних контурів. Збільшуючи зв’язок між контурами, можна збільшити к.к.д. зв’язаних контурів. Але при цьому сила струму у первинному контурі зменшується, оскільки збільшується внесений опір, що призводить до зменшення повної потужності у первинному контурі. Із електротехніки відомо, що споживач (вторинний контур) отримує максимальну потужність, коли опір навантаження (тут – внесений опір) дорівнює власному опору джерела (див. ч. 1, п. 1.1.4). Такий зв’язок, при якому величини внесеному у первинний контур опору дорівнює власному опору первинного контуру, називається критичним зв’язком між контурами, при якому к.к.д. зв’язаних контурів складає 0,5.