3.2.7. Особливості роботи схеми кінцевого каскаду підсилювача.

Кінцевим (або вихідним) каскадом називають каскад підсилювача, який забезпечує отримання заданої потужності в підключеному до нього навантажені: гучномовці, керованому електродвигуні, випромінювачі електромагнітних коливань і т.п.

Основним підсилюючим елементом кінцевих каскадів є потужний транзистор, зокрема біполярний. Оскільки кінцевий каскад споживає від джерела живлення значну потужність, то його коефіцієнт корисної дії має бути високим, щоб забезпечити прийнятні економічні показники всього підсилювача.

Крім того, оскільки для отримання потрібної потужності на вхід каскаду подається велика амплітуда сигналу, що може виходити за межи лінійних ділянок характеристик транзистора, то виникає проблема нелінійних викривлень, для розв’язання якої застосовують певні конструктивні заходи.

У кінцевих каскадах також частіше використовується включення транзистора за схемою із спільним емітером.

Т ипова схема однотактного кінцевого каскаду, в якому p-n-p транзистор включений за схемою із спільним емітером, наведена на рис. 3.35. Для отримання мінімального коефіцієнта нелінійних викривлень підсилюючий елемент каскаду працює в режимі класу А. Елементи C_р, R₁, R ₂, C_Е, R_Е виконують ті ж самі функції, що і у розглянутих попередніх каскадах підсилення. Вихідний трансформатор Т призначений для узгодження опору навантаження із вихідним опором транзистора. На малому активному опорі первинної обмотки трансформатора колекторний струм створює незначне падіння напруги, тому можна вважати що вся напруга джерела живлення Е_К прикладена до колектора транзистора. Потужність, що передається через первинну і вторинну обмотки трансформатора залишається незмінною, якщо нехтувати втратами в трансформаторі, тобто Р_І = Р_ІІ, або , де R_I і R_II – опори відповідно первинного і вторинного кіл трансформатора на змінному струмі.

Опір вторинного кола на змінному струмі дорівнює опору навантаження споживача (R_II = R_н), значення якого зазвичай відоме.

Отже, можна записати, або , де – коефіцієнт передачі вихідного трансформатора (див. «Схеми заміщення: приведені параметри трансформатора» – ч. 1, п. 6.2.4). Опір R'_I уявляє собою приведений до первинного кола опір споживача R_н, який є навантаженням транзистора каскаду.

На рис. 3.36 зображено сімейство статичних вихідних характеристик транзистора. На цьому ж рисунку показано штрихова лінія, яка визначає І_К через допустиму потужність, що розсіюється колектором (І_К = Р_К доп /U_КЕ). За умови отримання найбільшої потужності від каскаду необхідно визначити положення робочої точки Р, тобто значення І_К Р.

Рис. 3.36.

В режимі класу А амплітуда змінної складової струму І_К m повинна бути меншою за струм спокою І_К Р. Отже, збільшити І_К m, а тим самим і вихідну потужність змінного сигналу Р_І, можна збільшуючи І_К Р. Обмеження на величину І_К Р накладає допустима потужність, що розсіюється на колекторі транзистора, тобто значення І_К Р не повинно вийти за межі області, обмеженої штриховою лінією (рис. 3.36). Обираючи робочу точку нижче штрихової лінії і знаючи U_К, знаходять найбільше можливе значення струму спокою І_К Р.

Область колекторного струму, де характеристики мають значну нелінійність, в режимі класу А не використовуються. Щоб цього досягти необхідно робочу точку розташовувати на середині ділянки навантажувальної прямої, яка обмежена точками перетину цієї прямої із крайніми статичними характеристиками транзистора. Отже, через вибрану робочу точку належить провести навантажувальну пряму під таким кутом, щоб ця точка ділила відрізок навантажувальної прямої на дві однакові частини (на рис. 3.36 це відрізки АР і РВ).

Точки перетину навантажувальної прямої з крайніми статичними характеристиками транзистора визначають мінімальні і максимальні значення струма і напруги колекторного кола І_К min, U_КЕ min, І_К max, U_КЕ max.

Максимальна напруга на колекторі транзистора (U_КЕ max = Е_К + U_КЕ m) не повинна перевищувати допустиме значення, яке наводиться в довідкових даних транзистора.

Вихідна потужність каскаду при максимальному рівні вхідного сигналу із врахуванням коефіцієнта корисної дії трансформатора η_Т (η_Т ≈ 0,7 … 0,9) може бути визначена за формулою Р_І  = η_Т (І_К m∙U_КЕ m)/2.

Оскільки І_К m < І_К Р і U_КЕ m < Е_К, потужність, що споживається від джерела живлення Р_Р = І_К Р∙Е_К, а коефіцієнт корисної дії каскаду η_А визначається за формулою η_А = Р_І /Р_Р = η_Т∙(І_К m∙U_КЕ m)/(2∙І_К Р∙Е_К), то максимальний коефіцієнт корисної дії однотактного каскаду в режимі класу А не перевищує 50%. Величина опору навантаження можна визначити за формулою R_I = U_К m / І_КЕ m.

З наведених вище формул випливає, що . Ця формула дозволяє визначити коефіцієнт передачі узгоджуючого вихідного трансформатора.

Наявність в схемі вихідного каскаду трансформатора, тобто елемента з частотнозалежним опором, призводить до суттєвих частотних викривлень. Крім того, трансформатор вносить і нелінійні викривлення за рахунок постійного підмагнічування магнітопроводу колекторним струмом спокою.

Однотактний каскад в режимі класу А використовується рідко і тільки у випадках, коли допустимий малий рівень нелінійних викривлень. В каскадах з великою вихідною потужністю режим класу А не використовується через низький коефіцієнт корисної дії.

В тих випадках, коли однотактний каскад підсилення потужності неприйнятний через відзначені недоліки, а також, коли потужність, створювана одним транзистором, недостатня, застосовують двотактну схему підсилення потужності.

Двотактний вихідний каскад Двотактний трансформаторний каскад підсилювача на біполярних транзисторах (рис. 3.37) складається із двох звичайних каскадів підсилювачів потужності (плечей) з трансформаторним виходом, що працюють в однакових режимах. Двотактна схема потребує двох транзисторів з однаковими параметрами. Для подачі на бази транзисторів двох рівних за величиною, але протилежних за фазою напруг U_вх1 і U_вх2, зв’язок з попереднім каскадом здійснюється через трансформатор Т1, вторинна обмотка якого має вивід від середньої точки (рис. 3. 37). Тобто трансформатор Т1 перетворює вхідний сигнал U_вх в двофазний, кожна фаза якого керує своїм плечем.

Вихідний трансформатор Т2 має вивід від середньої точки первинної обмотки, через який і секції первинної обмотки подається напруга живлення на колектори обох транзисторів (так же як і в розглянутому однотактному підсилювачі). Резистори R_Б1 і R_Б2 утворюють дільник напруги, який забезпечує фіксовану напругу зміщення на базах обох транзисторів для введення їх в режим класу В або АВ.

Рис. 3.37.

При відсутності вхідного сигналу U_вх в базових колах транзисторів VT1 і VT2 протікають незначні однакові струми зміщення, які для режимів класу В або АВ менші за амплітудне значення вхідного сигналу. В колекторних колах транзисторів і по двом секціям первинної обмотки трансформатора Т2 від середньої точки протікають в протилежних напрямках невеликі струми спокою І_К1 Р і І_К2 Р, величини яких визначаються вибраним положенням робочої точки на характеристиках транзисторів. При повній симетрії плечей (за умови однакових параметрів обох транзисторів) магнітні поля, створені цими струмами, компенсуються. Тому в магнітопроводі трансформатора Т2 відсутня постійна складова магнітного потоку. Відсутність постійного підмагнічування в трансформаторі є важливою перевагою двотактної схеми підсилювача, оскільки виключається робота трансформатора в області магнітного насичення, що зменшує нелінійні викривлення, створені безпосередньо трансформатором.

При надходженні на вхід змінної напруги сигналу U_вх (для аналізу зручно користуватись синусоїдальним або косинусоїдальним сигналом, оскільки за теоремою Фур’є періодична імпульсна напруга складається із суми напруги постійної складової і нескінченного числа гармонік із частотами, кратними частоті надходження імпульсів) трансформатор Т1 утворює синусоїдальні напруги протилежної полярності U_вх1 і U_вх2, які разом із напругою зміщення U_БЕ Р подаються на бази транзисторів. Нагадаємо, що |U_вх1| = |U_вх2 |. Таким чином:

u_вх1 = U_БЕ Р + U_вх1 m∙sin ωt;

u_вх2 = U_БЕ Р – U_вх2 m∙sin ωt.

Отже, протягом першого півперіоду вхідного сигналу відкритий один транзистор, припустимо VT1, і в колі його колектора, що включає одну секцію первинної обмотки трансформатора Т2, протікає струм і_К1 = І_К1 Р + І_К1 m∙sin ωt, тоді транзистор VT2 – закритий. Через півперіод транзистор VT1 закривається, а VT2 – відкривається і в колі вже його колектора, що включає іншу секцію первинної обмотки трансформатора Т2, протікає струм і_К2 = І_К2 Р + І_К2 m∙sin ωt. Через джерело живлення U_К і провідник до середини первинної обмотки трансформатора Т2 струм проходить в одному напрямку, але по обом секціям первинної обмотки – в різних. В результаті магнітопровід трансформатора перемагнічується синхронно з миттєвими значеннями вхідного сигналу (для синусоїдального – двічі за період) і індукує у вторинній обмотці струм, форма якого повторює вхідний сигнал.

На рис. 3.38 подана ілюстрація роботи двотактного підсилювача потужності, який працює в режимі класу АВ. Малюнок поділений на чотири сектори.

В секторі (а) показані суміщені прохідні характеристики транзисторів обох плечей каскаду. Суміщення здійснено за рівнем напруги зміщення U_БЕ Р = U_БЕ1 Р = U_БЕ2 Р, яка є однаковою для обох плечей і забезпечує розташування робочої точки в них на початку лінійної ділянки характеристики (тобто кут відсікання π/2 < Θ < π). В секторі (в) показана часова діаграма вхідного синусоїдального сигналу U_БЕ(t). Напруга вхідного сигналу сумується з напругою зміщення в обох плечах з урахуванням того, що вхідний сигнал подається на одне із плечей, зсунутий за фазою на 180º. Зсув фаз вхідних сигналів в плечах каскаду змодельовано на малюнку в секторі (а) різними напрямками осей U_БЕ1 і U_БЕ2 та І_К1 і І_К2. В секторі (б) показані часові діаграми колекторних пульсуючих струмів плечей і_К1 та і_К2, що протікають по секціях первинної обмотки трансформатора Т2 в протилежних напрямках. Характерно, що ці струми відтворюють вхідний сигнал без викривлень, коли їх величини вищі за рівень І_К Р. Нижче цього рівня виникають нелінійні викривлення за рахунок нелінійності нижньої частини прохідних характеристик. При відсутності вхідного сигналу через секції первинної обмотки трансформатора Т2 в протилежних напрямках протікають струми спокою І_К1 Р та І_К2 Р. В секторі (г) показано часову діаграму результуючого струму первинної обмотки вихідного трансформатора Т2, який і утворює з відповідною пропорційністю магнітний потік Φ в магнітопроводі.

Отже у вторинній обмотці вихідного трансформатора індукується ЕРС, а відповідно утворюється і вихідна напруга каскаду за формою дуже близькою до синусоїдальної.

Важливою перевагою двотактної схеми є її мала чутливість до пульсацій напруги живлення. Це зумовлене тим, що транзистори живляться паралельно і під впливом пульсацій напруг живлення колекторні струми і_К1 і і_К2 будуть одночасно збільшуватись або зменшуватись. Оскільки струми в первинній обмотці трансформатора Т2 направлені у різні сторони, то результуючий магнітний потік від зміни цих струмів буде дорівнюватиме нулю. Отже, у вторинній обмотці трансформатора Т2 рівень фону з частотою пульсації напруги живлення дорівнює нулю або незначний у разі деякої асиметрії плечей схеми.

Рис. 3.38.

Відзначимо, що у ряді випадків має велике значення фазовий зсув між первинною і вторинною обмотками в трансформаторах схеми. Якщо вхідний сигнал має складну форму, відмінну від синусоїдальної, то трансформатори можуть внести значні фазні викривлення. Отже наявність трансформатора у вхідному колі каскаду для формування двофазного сигналу і трансформатора у вихідному колі для утворення результуючого вихідного сигналу можна віднести до недоліків трансформаторних каскадів.

Для виключення вхідного трансформатора як формувача двофазного сигналу (цю частину схеми називають фазоінверсним каскадом або пристроєм) використовується більш досконала схема фазоінверсного каскаду на одному біполярному транзисторі з емітерним і колекторним навантаженням (рис. 3.39). Дія додатної півхвилі вхідного сигналу («+» на базі) супроводжується зменшенням струму в емітерних і колекторних колах і перерозподілом падінь напруг на опорах R_К та R_Е. Напруги U_вих 1 і U_вих 2 відповідно дорівнюють:

U _вих 1 = Е_К – І_КR_К;

U_вих 2 = І_ЕR_Е.

Оскільки струм колектора І_К майже такий же як і струм емітера І_Е, то за умови R_К = R_Е напруги U_вих 1 і U_вих 2 виявляються однаковими за величиною, але протилежними за фазами. Ці напруги і використовуються для збудження двотактного каскаду. Можливі і інші схеми фазоінверсних каскадів.

Широке впровадження в мікроелектронній апаратурі отримали безтрансформаторні двотактні каскади на біполярних транзисторах, зокрема, комплементарні схеми. Як зазначалось, комплементарні схеми передбачають використання двох транзисторів з однаковими параметрами, але з різним типом провідності (n-p-n і p-n-p). Такі «пари» транзисторів, розраховані на різні рівні потужності, виробляються промисловістю. Сумісне застосування різнотипних транзисторів дозволяє суттєво спростити схему підсилювального каскаду.

Я к приклад на рис. 3.40 наведена схема такого каскаду. Вона складається з транзисторів VT1 (p-n-p) і VT2 (n-p-n), роздільних конденсаторів С₁ і С₂. Навантаженням є опір R_н. Резистори R₁ і R₂ забезпечують початкове зміщення транзисторів для зменшення викривлення сигналу (реалізована схема з фіксованим базовим струмом). В коло джерел живлення транзистори включені послідовно один з одним і в той же час їх входи і виходи з’єднані паралельно відносно змінного сигналу.

Додатна вхідна напруга, що підводиться до бази транзистора n-p-n, діє подібно від’ємній вхідній напрузі, що прикладається до бази транзистора типу p-n-p і навпаки. Отже, коли під дією однієї півхвилі синусоїдального вхідного сигналу струм одного плеча збільшується, струм іншого плеча за цей же час настільки ж зменшиться, тобто струми транзисторів змінюються протифазно. Таким чином, через спільне навантаження R_н колекторні струми і_К1 і і_К2 протікають назустріч один одному, тобто напруга на навантаженні U_вих, як і в трансформаторній схемі, визначається різницею струмів:

і_н = і_К1 – і_К2.

Для роботи наведеної схеми не потрібно спеціальних вхідних трансформаторів або фазоінверсних каскадів, при цьому схема зберігає всі переваги звичайного двотактного каскаду.

Амплітуда змінної складової струму в навантаженні при повній симетрії плечей приблизно дорівнює подвоєній амплітуді колекторного струму кожного транзистора, тобто схема дозволяє отримати збільшення потужності більшу ніж у однотактних каскадів.

Існують і інші схеми безтрансформаторних двотактних каскадів.