3.2.4. Схеми підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах.

Серед численних схем сучасних електронних підсилювачів можна виокремити типові схеми, що складаються із елементів і кіл, характерних для більшості підсилювачів, незалежно від їх функціонального призначення. До таких типових підсилювальних схем відносять каскади підсилювачів низької частоти.

Рис. 3.25.

Як зазначалось (див. ч. 2, п. 3.2.1), до складу структури підсилювача крім кінцевого каскаду, що віддає потрібну потужність корисного сигналу в навантаження, як правило, входять попередні і проміжні каскади підсилення (рис. 3.25). Навантаженням в попередніх каскадах в більшості випадків є активний опір – резистор. Тому такі каскади отримали назву резистивні підсилювальні каскади. Як навантаження в кінцевих каскадах в більшості випадків використовується трансформатор. Такі каскади називають трансформаторними. Принципової різниці між попереднім і проміжними каскадами не існує, тому, як правило, останні окремо не розглядаються.

3.2.5. Особливості роботи схеми попередніх каскадів підсилювача.

В каскадах попереднього підсилення на біполярному транзисторі частіше інших використовується включення транзистора за схемою із спільним емітером, що забезпечує високий коефіцієнт підсилення за напругою та потужністю і має високий вхідний опір. Найпростіша схема такого резистивного підсилювального каскаду на p-n-p транзисторі включеного за схемою із спільним емітером і живленням кіл емітера і колектора від одного джерела показана на рис. 3.26.

В хідний сигнал надходить на базу транзистора і змінює її потенціал відносно емітера. Це призводить до зміни струму бази, а отже, до зміни струму колектора та, відповідно, до синхронного перерозподілу падіння напруги на опорі R_к і утворенні вихідного сигналу – U_вих = Е_К – І_КR_К (І_К ≈ І_Е), тобто напруги між емітером і колектором транзистора, максимальне значення якої значно перевищує максимальне значення напруги вхідного сигналу. Відзначимо, що при збільшенні напруги вхідного сигналу напруга вихідного сигналу зменшується, отже вхідний і вихідний сигнали знаходяться в протифазі. Це означає, що такий каскад, не порушуючи закон зміни сигналу (наприклад, синусоїдального), в той же час перевертає його фазу на 180º.

Як зазначалось, для зменшення нелінійних викривлень підсилюємого сигналу (див. ч. 2, п. 3.2.2, рис. 3.18) необхідний режим роботи транзистора забезпечується тим, що напруга вхідного сигналу U_БЕ не виходить за межі певної ділянки на вхідній динамічній характеристики, де залежність І_Б(U_БЕ) найбільше наближена до лінійної. Середина ділянки, що відповідає напрузі U_БЕ 0 і, відповідно, струму І_{Б 0}, вибирається за робочу точку (точку спокою), відносно якої змінюється вхідний сигнал. Для утворення такої робочої точки необхідно в підсилювачі забезпечити потрібну величину струму зміщення І_{Б 0} в колі бази. В наведеній схемі протікання постійного струму зміщення забезпечується колом, що включає джерело живлення Е_К, опір R_Б, перехід база-емітер транзистора. Величина опору R_Б визначається за формулою:

R_Б = (Е_К – U_БЕ 0) /I_Б 0 ≈ β∙(Е_К/І_{К 0}),

де  U_БЕ 0, I_Б 0, І_К 0 – постійні складові напруги і струмів, які визначаються через вхідні і вихідні характеристики транзистора; β – параметр транзистора.

Таким чином, при відсутності вхідного сигналу в колах транзистора протікають постійні струми – струм зміщення і відповідний цьому струму струм колектора; при появі змінного вхідного сигналу в колах транзистора існують і постійні, і змінні струми. Розділовий конденсатор С_р1 запобігає протіканню постійної складової струму бази через джерело вхідного сигналу. З аналогічною метою – запобігання протікання постійної складової струму від джерела живлення U_К через навантаження (або якщо розглядати каскад як джерело вхідного сигналу для наступного каскаду) – у вихідне коло включений розділовий конденсатор С_р2.

Р озглянута схема підсилювального каскаду (рис. 3.26) отримала назву схеми з фіксованим базовим струмом. Зміщення робочої точки фіксованим струмом бази відзначається мінімальним числом елементів схеми і малим споживанням струму від джерела живлення. Крім того, порівняно великий опір резистора R_Б (десятки кілоом) майже не пливає на величину вхідного опору каскаду. Однак, цей спосіб зміщення придатний лише в умовах стабільної температури транзистора та постійності значення параметра β транзистора.

Більш ефективною є схема з фіксованою напругою зміщення на базі (рис. 3.27). В колі бази встановлені резистори R_Б1 і R_Б2, які, послідовно підключені до джерела живлення Е_К, складають дільник напруги. Задаючись струмом і, відповідно, напругою зміщення опори резисторів R_Б1 і R_Б2 визначаються із співвідношень:

При оптимальних значеннях опорів резисторів струм І_д , що по ним протікає, створює потрібну незмінну напругу зміщення, якою і зміщується точка спокою. Струм дільника І_д звичайно обирають в межах І_д ≈ (2  5)І_Б 0. При цьому збільшується стабільність режиму роботи схеми, оскільки зміни струму в колах емітера і колектора транзистора незначно впливають на величину напруги зміщення.

Схема з фіксованою напругою зміщення надійно стабілізує робочу точку при незмінних умовах, але не виконує цю функцію при відхиленні від норми. Основним дестабілізуючим чинником, що порушує стійку роботу транзисторної схеми, є вплив температури. Існують різні способи термостабілізації режиму роботи транзисторних каскадів.

Т ак, в схемі, що наведена на рис. 3.28, в базове коло транзистора включений терморезистор ¹ з від’ємним температурним коефіцієнтом опору таким чином ², що при збільшенні температури відбувається зменшення від’ємної напруги на базі за рахунок зменшення опору терморезистора. В результаті збільшення колекторного струму через збільшення температури компенсується його зменшенням за рахунок дії термозалежного опору, тобто загальна зміна колекторного струму буде незначною.

Як термозалежний резистор можна використовувати напівпровідниковий діод, включений в зворотному напрямку. В такій схемі температурна характеристика зворотного струму діода повинна бути аналогічною температурній характеристиці зворотного струму колекторного переходу транзистора. Недоліком такої схеми є те, що при заміні транзистора досягнута стабільність порушується.

Н айбільше розповсюдження отримала емітерна (або емітерно-колекторна) стабілізація точки спокою. Для її реалізації в коло емітера встановлюється резистор R_Е (рис. 3.29). Принцип стабілізації полягає в тому, що при збільшенні струму емітера збільшується падіння напруги на резисторі R_Е, а, отже, зменшиться напруга між емітером і базою, тобто автоматично зміщується точка спокою, тим самим компенсуючи зміну струму відносно початкового значення. В більшості випадків резистор R_Е шунтується конденсатором С_Е достатньо великої ємності (кілька десятків мікрофарад) для того, щоб змінна складова корисного вихідного сигналу не впливала на зміну режиму роботи транзистора.

Сукупність фіксованої напруги на базі і емітерної стабілізації зумовлюють незалежність струму емітера (і колектора) від температури.

Звичайно у попередніх каскадах підсилення використовуються малопотужні транзистори і вони споживають незначну потужність від джерел живлення. Амплітуда вхідного сигналу в таких підсилювачах в більшості випадків незначна, і робочу ділянку характеристики транзистора можна вважати лінійними. Тому при розгляді роботи попередніх каскадів не цікавляться коефіцієнтом корисної дії каскаду, а нелінійні викривлення сигналу вважають неістотними.

Н а рис. 3.30 як приклад, показана схема попереднього двокаскадного підсилювача. Перший каскад побудований на транзисторі VT1, другий – на транзисторі VT2. Обидва транзистора включені за схемою із спільним емітером. Напруга зміщення надходить на базу транзистора VT1 із кола R₁, R₂, VD1. Конденсатор С₁ запобігає проникненню постійного струму від джерела живлення Е_К до джерела вхідного сигналу і пропускає на вхід першого каскаду змінну напругу корисного сигналу. На резисторах R₄, R₇ виділяється змінна складова підсилюємої напруги в першому і другому каскадах відповідно. В каскадах передбачені термостабілізуючі елементи. Ними є діод VD1, резистори R₁, R₃, , R₆ і конденсатори С₃, С₄. Сигнал з колектора транзистора VT2 надходить через конденсатор С₅ на змінний резистор R₈ – регулятор рівня, і далі на вхід кінцевого каскаду. Перший каскад, як найбільш чутливий до завад, має в колі живлення згладжуючий фільтр з елементів R₅ та С₂.

В схемі вихід першого каскаду (колектор транзистора VT1) безпосередньо з’єднаний із входом другого каскаду (базою транзистора VT2). Такий безпосередній (гальванічний) зв’язок є найпростішим, економічним і надійним. Через відсутність реактивних елементів він забезпечує широкий діапазон частот сигналів, що передаються між каскадами, і мінімальний рівень викривлень.

Сигнал на вхід першого каскаду підсилювача подається через конденсатор С₁; сигнал із виходу другого каскаду підсилювача подається далі (передбачається, що на вхід кінцевого каскаду) через конденсатор С₅. Цей ємнісний вид зв’язку також вважається простим, зручним і надійним. Він усуває вплив постійної складової режимів роботи одного каскаду на наступний. Однак, ємнісний зв’язок має суттєвий і різний для різних частот підсилюємого сигналу вплив на величину вихідного опору, а отже, і на коефіцієнт підсилення каскаду. Так, на низьких частотах реактивний опір ємнісного зв’язку зростає (x_С = 1/(ωС), що призводить до збільшення падіння напруги на ньому і відповідному зменшенні вихідної напруги. Відзначимо, що на вихідну напругу впливають і інші реактивні елементи, які явно або неявно (наприклад, міжелектродні ємності транзистора, ємності монтажу і т. ін.) входять до схеми. Таким чином, на низьких, середніх і високих частотах коефіцієнт підсилення каскаду неоднаковий. Вважається, що граничними частотами каскаду f_н , f_в є такі частоти, на яких коефіцієнт підсилення падає в 1,4 рази по відношенню до його значення на середній частоті діапазону (f_ср = ( f_н + f_в)/2), тобто складає приблизно 0,7К_ср .

В деяких видах кінцевих підсилювачів використовують зв’язок між кінцевим і попереднім каскадом або з навантаженням через трансформатор. Особливості такого трансформаторного зв’язку розглядатимуться далі.