41. Выходные каскады усиления, характеристики и параметры.

1 Особенности работы

Основная особенность работы этих каскадов – высокий уровень сигнала, появление заметных нелинейных искажений, необходимость использования мощных УЭ с высоким потреблением энергии от источника питания, а следовательно, важнейшим требованием является обеспечение максимально возможного КПД. Назначение ОК –обеспечить требуемый уровень сигнала на заданном сопротивлении нагрузки при допустимых нелинейных искажениях. При активной нагрузке требуется обеспечить необходимую мощность Pн , а при реактивной – выходное напряжение U вых . Учитывая, что сигнал большой и параметры УЭ меняются за период сигнала, расчет проводят графически по динамическим характеристикам.

2 Двухтактные каскады

Двухтактными называются каскады, содержащие два УЭ,работающие на общую нагрузку, выходные токи которых сдвинуты по фазе на 180 o . Каждый УЭ с соответствующими цепями образует плечо двухтактного каскада. При этом объединение двух УЭ в один каскад позволяет объединить некоторые цепи (питания, стабилизации).

Двухтактные каскады могут быть с параллельным управлением, когда входной сигнал от одного источника сигнала одновременно подается на оба входа двухтактного каскада, и с последовательным управлением, когда напряжение от источника сигнала подается на вход первого, ведущего плеча, с выхода которого сигнал прикладывается ко входу второго, ведомого, плеча. При параллельном управлении возможно использование как режима А, так и режима В; при последовательном – только режима А изза того, что форма сигналов на входах плеч должна быть одинаковой. Параллельное управление может быть однофазным, когда сигнал подается от обычного однотактного источника, а для противофазной работы плеч требуются транзисторы с разным типом проводимости (рпр и прп) и двухфазным, когда применяются однотипные УЭ, а для получения двухфазного напряжения сигнала используются фазоинверсные каскады или трехобмоточные трансформаторы.

3 Особенности работы двухтактного трансформаторного каскада

Особенности работы двухтактных каскадов рассмотрим на примере двухтактного трансформаторного каскада, возможная принципиальная схема которого приведена на рис.

Схемы включения транзисторов могут быть различны. В данном случае транзисторы включены с ОБ. Использованы однотипные транзисторы, на которые подается противофазное напряжение со вторичной обмотки Тр1, имеющей вывод от средней точки. Цепи питания и стабилизации объединены.

Может использоваться как режим А, так и режим В, что определяется выбором рабочей точки УЭ. ( В режиме В обычно отсутствует резистор Rэ , а в режиме А иногда включают дополнительные резисторы Rэ 1 , Rэ 2 для симметрирования плеч. Блокировочный конденсатор Сб может отсутствовать).

Ток в нагрузке пропорционален разности токов в цепях коллекторов

ik 1 - ik 2 , а ток через источник питания равен их сумме i S = i1 + i k2 . При этом,

учитывая, что напряжения на входе сдвинуты по фазе на 180o , получим

общие (для обоих режимов работы) выражения:

Из приведенных соотношений следуют общие выводы длядвухтактных каскадов:

1. В выходном токе происходит компенсация четных гармоник, а следовательно, уменьшаются нелинейные искажения.

2. На выходе каскада компенсируются помехи, наводимые синфазно; прежде всего, снижается чувствительность к пульсациям ИП, что связано с одинаковым изменением токов в плечах, следовательно упрощаются фильтры в цепях питания.

3. Отсутствует постоянное подмагничивание выходного трансформатора, так как разностный ток не содержит постоянной составляющей; следовательно, уменьшаются нелинейные искажения или масса, размеры, стоимость трансформатора.

4. В цепи источника питания отсутствует ток основной частоты, следовательно снижается паразитная межкаскадная связь через ИП, а значит, упрощаются развязывающие фильтры. В режиме А появляется возможность работать без блокировочных конденсаторов, что снижает частотные

КПД двухтактного каскада такой же как для однотактного, так как вдвое возрастает как амплитуда полезной составляющей выходного тока, так и тока, протекающего через ИП.

Анализ работы и расчет двухтактного каскада проводится для одного плеча с использованием выходных характеристик одного транзистора.

Отдаваемая работающим плечом за половину периода или всем каскадом за полный период сигнала мощность

Потребляемая всем каскадом за период сигнала от ИП мощность

Рассеиваемая на коллекторе одного транзистора мощность

где R~ пл сопротивление

нагрузки плеча переменному току.

4 Бестрансформаторные двухтактные каскады, свободные от недостатков трансформаторных каскадов, не уступают им в КПД за счет исключения протекания постоянной составляющей выходного тока через нагрузку.

Простейший двухтактный бестрансфор-маторный каскад вупрощенном виде (без цепей смещения) показан на рис. 6.19.

Это схема с параллельным управлением двухфазным напряжением. Транзисторы однотипные и включены с ОЭ. Аналогично рассмотренному выше трансформаторному каскаду (см. рис. 6.16, 6.17), ток в нагрузке определяется разностью выходных противофазных токов, а следовательно, переменные составляющие токов в нагрузке складываются. Отличие заключается в том, что по постоянному току транзисторы включены последовательно, постоянная составляющая выходных токов через нагрузку не протекает, а через источник питания протекает переменная составляющая выходного тока только одного транзистора V1. Поэтому эта схема обеспечивает те же значения КПД, что и трансформаторный двухтактный каскад. Действительно, здесь уменьшается в два раза потребляемая от источника мощность P0 ( I ср определяется током одного транзистора), но во столько же раз уменьшается и отдаваемая P~ (за счет последовательного питания

U кэ 0 = Е / 2 .

Чаще применяются схемы с параллельным управлением однофазным напряжением с комплементарной парой транзисторов. Принципиальная схема такого каскада совместно с предоконечным каскадом, являющаяся основой для схем современных бестрансформаторных каскадов, выполненных по интегральной технологии, приведена на рис. 6.20.

Непосредственная связь между каскадами облегчает микроминиатюризацию усилителя. Кроме того, при однофазном возбуждении не требуется фазоинверсных каскадов, выполнение которых может быть затруднено в интегральной технологии.

Транзисторы выходного каскада V2 и V3 включены по схеме с ОК. Аналогично предыдущей схеме, переменные составляющие выходного тока на нагрузке суммируются, а через ИП протекает переменная составляющая коллекторного тока только верхнего плеча. Схема рис. 6.20 соответствует режиму АВ работы транзисторов V2 и V3. Небольшое смещение между базами V2 и V3 2U бэ 0 и температурная стабилизация точки покоя обеспечивается диодом VD. Учитывая, что постоянная составляющая выходного тока в рассматриваемых схемах через нагрузку не протекает, их можно модифицировать, исключив разделительный конденсатор и использовав два ИП с общей точкой (рис. 6.21), что позволяет получить высокие качественные показатели.

Очевидно, здесь постоянные составляющие эмиттерных токов протекают через нагрузку а противоположных направлениях и компенсируются, а переменные составляющие обоих плеч суммируются. По максимальному КПД все рассмотренные схемы в принципе эквивалентны.

Однако, следует заметить, что в рассмотренных схемах очень плохо используются транзисторы оконечного каскада, включенные с ОК. Действительно, при полном использовании транзисторов V2 и V3 по напряжению U m вх = E / 2 + U m бэ . Такую амплитуду напряжения на своем выходе транзистор V1, работающий в режиме А, обеспечить не может, так как даже при его полном использовании по напряжению U m вх max = E / 2 , а учитывая, что сопротивление нагрузки V1 переменному току ( R~ = R || Rв х V 3 ) относительно невелико, U m вх < E / 2 . Отметим, что существует несколько разновидностей схем (так называемые схемы «с вольтдобавкой»), позволяющих устранить этот недостаток. Пример схемы с последовательным возбуждением приведен на рис. 6.22.

Ведущее плечо на транзисторе V1 выполнено по схеме с разделенной нагрузкой и при R = Rэ формирует на коллекторе напряжение, равное входному по величине и противоположное по фазе (см. ниже). Достоинство схемы рис. 6.22 – сбалансированность нагрузки по постоянному току, что очень важно, например для кабелей. Поэтому нагрузкой часто является кабель. Максимально возможный КПД –50% (режим А).

42. Операц. усилители. Функциональные устройства на операционных усилителях.

1.Операц. усилитель и его свойства.

Усилитель электрических сигналов, предна­значенный для выполнения различных операций над аналоговыми величинами, т. е. непрерывно изменяющимися U или I, называется операционным ОУ.

Между входами (базы транзисторов дифференциального входного каскада) и общей шиной находятся входные сопротивления Rвх1 и Rвх2 входные базовые токи Iвх1 и Івх2 моделируются соответствующими источниками тока. Сопротивление между базами каскада дифференцирования создается резистором Rвх.диф, а напряжение между базами моделируют величиной Uзс∑, Rвx1 Rвx2, Iвх1, Iвх2, Rвх.диф, Rвих (можно установить для конкретных микросхем в справочниках).

Суммарное напряжение сдвига Uзс∑ и входные токи Iвх1, Iвх2 являются источниками погрешностей конкретной микросхемы (ОППС).

Суммарное напряжение сдвига подают суммой температурного и часового дрейфов усилителя:

Часовой дрейф преимущественно предопределяется нестабильностью источников питания Uж1 Uж2 его можно записать:

Аналогично можно записать дрейфи входных токов (Iвх1 Iвх2)

Рис. 8.11. Эквивалентная схема ОППС физическое изображение ОППС

Временной дрейф запишем в виде

2. Сумматоры, интеграторы и дифференциаторы на базе усилителей.

Сумматоры

Величина выходного сопротивления сумматора:

где

а

Принципиальная схема сумматора без инвертирования подана на рис. 9.9. На этой схеме коэффициенты передачи на всех входах одинаковые и их определяют из выражения:

Выходное напряжение для линейного режима работы определяют так:

где n — количество входов сумматора.

Основной недостаток схемы — это одинаковые коэффициенты передачи по всем входам.

Для обеспечения их регуляции на каждый вход можно установить потенциометры или использовать схемы сумматора инвертирования и инвертора.

Интегратор

Принципиальную схему интегратора на ОППС приведено на рис. 9.10. Покажем, что эта схема является интегратором. Запишем первый закон Кирхгофа для точки 1, пренебрегая входным током усилителя и считая его идеальным:

С учетом того, что потенциал точки 1 равняется нулю (виртуальный нуль), получим:

где р = jw.

Откуда имеем:

Окончательно, переходя от операторной формы записи к временной, имеем

при нулевых начальных условиях, что больше постоянная времени интегратора τ = RC, тем меньше коэффициент передачи интегратора. Начальные условия легко учитывать в этой схеме сдвигом напряжения Uвих на необходимую величину Uвих(0) с помощью схемы установки нуля (см. п. 9.3).

Дифференциатор

Принципиальная схема дифференциатора изобр на рис. 9.13. Запишем уравнение первого закона Кирхгофа аналогично интегратору, пренебрегая входным током усилителя:

откуда

Следовательно, это схема дифференциации. Если Uвх(t)= const, на выходе получим Uвих = 0, поскольку производная от константы равняется нулю. После подачи на вход схемы линейно растущего напряжения на выходе будем иметь константу, пропорциональную жесткости входного напряжения.

44 RС-ГЕНЕРАТОРЫ

Для генерирования колебаний низких частот применяются ре­генераторы, которые можно осуществить по одной из схем, описанных ниже.

Генератор с фозосдвигающими цепочками. Схема генератора с тре­мя фазосдвигающими цепочками приведена на рис. 1. Три це­почки создают сдвиг фаз, равный 180° между напряжениями на коллек­торе и базе. Сопротивление RЗ вместе с сопротивлением R'= R1||R2||h11e можно взять равным сопротивлению R. В этом случае сдвиг фаз на 180° получается на частоте

Рис. 1. RС-генератор с тремя фазосдвигающими цепочками.

RС-генератор с мостом Вина. Мост Вина состоит из сопротивлений Z1, Z2, RЗ и R4. В

качестве сопротивления R4 используется миниатюрная осветительная лампочка с металлической нитью накаливания, увеличивающая свое сопротивление при прохож­дении через нее тока. В RС-генераторе с мостом Вина используется двухкаскадный усилитель, имеющий в широком диапазоне частот постоянный коэффициент усиления и обеспечивающий сдвиг фаз между вход­ным и выходным напряжениями, равный 360°.

Для генерации необходимо, чтобы мост Вина имел коэффициент передачи  =Ugs/Uab = 1/К и не вносил сдвига фаз, Коэффициент усиления К двухкаскадного усилителя равен по величине нескольким сотням или тысячам, поэтому величина коэффициента  достаточная для генерации, очень мала, и схема может генерировать вблизи баланса моста. Баланс же моста имеет место при выполнении равенства Z1R4 = Z2R3

Для цепи, образующей левую ветвь моста сдвиг фаз между напряжениями U1 и U2 равен нулю, если отношение

U2/U1=Z2/(Z1+Z2)

— положительное вещественное число.

Нетрудно видеть, что при  1 = 2 отношение U2/U1, вещественно. Следовательно, сдвиг фаз между U1

И U2 равен нулю, если  1 = 2.

Для Z1 имеем tg1 = X1/R1 = — (C1R1)-1 . Для нижней цепи ве­личину tg2 можно найти из следующего выражения для сопротивле­ния Z2:

Отсюда

tg2=-C2R2

Следовательно, частота 0, для которой  1 = 2 определяется из условия

(0C1R1)-1=0C2R2

Таким образом,

0=(R1C1R2C2)-1/2 (14.56)

Удобно выбрать сопротивления и емкости, равными

В этом частном случае

0=1/RC

1=2=-450

Z1/Z2=1/2

U2/U1=Z2/(Z1+Z2)=1/3

Следовательно, балансмоста достигается при

R3/R4=Z1/Z2=2

В схеме напряжение отрицательной обратной связи увеличивается вследствие увеличения сопротивления лампы R4 при нагреве за счет протекания через нее части выходного тока, пропорционального напряжению на выходе. В RС-генераторах с мостом Вина можно применять электронные лампы и биполярные транзисторы. В RС-генераторе на биполярных транзисторах, кроме двухкаскадного резисторного усилителя с вклю­чением транзисторов по схеме ОЭ, между мостом Вина и входом усилителя включают эмиттерный повторитель, чтобы не нагружать мост Вина малым входным сопротивлением транзисторного усилителя.