- •40.Диференціальні підсильвальні каскади.
- •1. Класифікація твердих тіл за їх електрофізичними властивостями. Модельні уявлення щодо електропровідності твердих тіл. Елементи зонної теорії твердих тіл.
- •Модельні уявлення щодо електропровідності тв. Тіл
- •Елементи зонної теорії тв. Тіл
- •2. Класична теорія електропровідності. Рухомість носіїв заряду, питомий опір та провідність.
- •3. Статистика електронів та дірок в напівпровідниках. Густина квантових станів. Функція розподілу Фермі – Дірака для електронів та дірок.
- •4. Залежність положення рівня Фермі від концентрації домішок та температури в напівпровідниках.
- •5. Дифузійний та дрейфовий струми в напівпровідниках. Рівняння неперервності.
- •6. Напівпровідник у зовнішньому електричному полі. Дебаєвська довжина екранування.
- •7. Модельні уявлення, щодо контакту двох напівпровідників із різними типами провідності. Ефект випрямлення струму на p-n переході.
- •9. Товщина шару об΄ємного заряду p-n переходу. Бар΄єрна та дифузійна ємність p-n переходу. Варікапи, їх характеристики та параметри.
- •10. Контакт вироджених n- та p- напівпровідників. Тунельний діоди, їх характеристики та параметри.
- •11. Пробой p-n-перехода. Стабилитрон.
- •12. Внутрішній фотоефекти. Фотодіоди та фототранзистори, їх характеристики та парметри.
- •13. Контакт метал – напівпровідник. Товщина шару об΄ємного заряду в контакті метал – напівпровідник.
- •14. Ефект випрямлення струму в контакті метал – напівпровідник. Діоди Шотки, їх характеристики та параметри.
- •15. Біполярні транзистори, їх характеристики та параметри.
- •16. Распределение носителей заряда в базе биполярного транзистора. Эффект модуляции толщины базы биполярного транзистора.
- •17. Динамічний режим роботи біполярного транзистора.
- •18. Схемы питания и стабилизации режима работы транзистора
- •21. Виды имс. Методы фотолитографии. Конструктивно-технологічні особливості біполярных имс, мдн- імс та гібридних імс.
- •23. Параллельный Колебательный Контур. Резонанс Токов.
- •24.Связанные контуры. Резонанс в индуктивно связанных контурах.
- •26 Четырехполюсники.
- •27. Електричні кола з розподіленими параметрами.
- •28.Не линейные электрические цепи.
- •29. Методы преобразования цепей
- •30. Методы расчёта сложных цепей. Метод Сигнальных графов
- •31. Переходные процессы в rc-цепях.
- •32. Переходные процессы в rl-цепях
- •33.Переходные процессы в rlc цепях
- •34.Операторный метод анализа переходных процессов.
- •35. Спектральный метод ряд фурье и его свойства.
- •36.Классификация усилителей. Основные хар-ки и параметры усилителей,
- •37. Классы усиления.
- •38. Усилитель низкой частоты
- •39. Обратные связи в усилителях.
- •40. Дифференциальные усилительные каскады
- •41. Выходные каскады усиления, характеристики и параметры.
- •46. Чм и фм –модуляция колебания.
- •45. Амплитудная модуляция
- •47. Детектирование сигналов. Детектор.
- •49. Мінімізація логічних пристроїв. Мінімізація із застосуванням карт Вейча.
- •50. Комбінаційні логічні пристрої. Типові функціональні вузли цифрових комбінаційних логічних пристроів
- •51.Перетворювачі кодів. Дешифратори.
- •52.Цифрові компаратори
- •53. Синхронний rs-тригери
- •57. Регістри
- •58. Лічильники
- •59. Дискретизация непрерервних сигналiв
- •60. Квантование сигналов
- •61.Фурье перетворення дискретных сигналiв
- •62. Алгоритми швидкого перетворення Фурьє
- •64. Рекурсивные и нерекурсивные фильтры
- •65 Методи синтезу цифрових фільтрів з нескінченною імпульсною характеристикою. Метод білінійного z-перетворення.
- •67.Ефекти кванування в цифрових фільтрах.
- •68. Явище епр. Тонка, надтонка та спер надтонка структура спектрів епр.
- •69. Форма ліній епр. Однорідне та неоднорідне розширення ліній епр.
- •71. Явище ямр. Ямр в рідинах та твердому тілі.
- •73.Двойные резонансы.
- •76. Отрицательные температуры и отрецательный коефициент поглощения.
- •79. Физические принципы лежащие в основе построения модуляторов лазерного излучения. Типы модуляторов.
40. Дифференциальные усилительные каскады
40.1 Схемные построения на эмитерно связанных транзисторах(полная версия)
Та или иная модификация дифференциального каскада входит в состав большинства аналоговых микросхем, в том числе в основу усилительной микросхемотехники – операционный усилитель (ОУ). Принципиальная схема простейшего базового дифференциального усилителя (ДУ) – с симметричной нагрузкой и симметричным входом приведена на рис. 7.1.
Нагрузка включена в сбалансированную по постоянному току диагональ моста. У идентичных транзисторов V1 иV2 все параметры при любом дестабилизирующем воздействии (изменении питания, температуры, старении) меняются одинаково, следовательно потенциалы коллекторов транзисторов V1 иV2 равны, а на нагрузке не наводится постоянное напряжение (дрейф нуля). Дрейф нуля, то есть медленно меняющееся напряжение на выходе усилителя при отсутствии входного сигнала, является характерным недостатком усилителей постоянного тока (УПТ) с непосредственной связью между каскадами. (Большинство микросхем по структуре – УПТ с непосредственной связью). Самым эффективным методом борьбы с дрейфом нуля является использование ДУ в качестве первых каскадов УПТ. Реально, конечно, из-за разброса параметров транзисторов дрейф не исчезает, а уменьшается в 10-100 раз.
Свое название ДУ получил из-за того, что напряжение на его нагрузке (т.е. дифференциальном выходе) пропорционально разности входных сигналов (или дифференциальному входному сигналу):
Различают воздействие на ДУ противофазного U вх1 = -U вх2 и синфазного U вх1 = U вх2 сигналов.
При противофазном воздействии переменные составляющие эмиттерных токов V1 иV2 противофазны, следовательно, через эмиттер протекает только постоянный ток
а по переменному
току потенциал точки a равен 0. Поэтому можно считать, что V1 иV2
включены по схеме с ОЭ и показатели ДУ определяются показателями
каскада с ОЭ. Тогда для одного плеча
(Здесь R~ = R ,так как Rн >> R) .
Учитывая противофазность входных напряжений, дифференциальное входное напряжение и относительно дифференциального входного напряжения коэффициент усиления напряжения одного плеча
Входное сопротивление одного плеча
Входное сопротивление ДУ
При воздействии синфазного сигнала для симметричной схемы Uвхд = 0 , т.е. синфазный входной сигнал (например, синфазные наводки) полностью подавляются. Степень симметрии схемы зависит от Rэ , на котором за счет протекания переменных составляющих токов эмиттера ( I ~ = I э1 + I э 2 = 2 I э ) создается ООС. Коэффициент усиления синфазного сигнала (по отношению к одному плечу) Ku c = U вых1 U вх с , где U вх с = U вх1 = U вх2 . Поскольку для синфазного сигнала в ДУ действует ООС, то
где Rв х ос входное
сопротивление ДУ для синфазного сигнала
Rв х ос = U вх с / I б ;
Для оценки степени подавления синфазного сигнала вводят коэффициент ослабления синфазного сигнала
характеризующий способность выделять слабый противофазный сигнал на фоне сильной синфазной помехи. Учитывая (7.1) и (7.2), а также (5.2), из (7.3) получим
Следовательно, для большего подавления синфазной помехи нужно увеличивать Rэ . Известны разные модификации ДУ. Они бывают как с симметричными входами и выходами, так и с несимметричными. Как уже отмечалось, часто используется схема с несимметричным выходом (нагрузкой). На рис. 7.2. схема представлена в упрощенном виде без цепей смещения. Здесь по-прежнему напряжение на выходе пропорционально разности входных сигналов, так как транзистор V 2 управляется разностным сигналом (двойное управление). Коэффициент усиления напряжения ДУ определяется коэффициентом усиления плеча Ku д
Как показано выше, чем больше Rэ , тем больше подавление синфазной помехи, меньше дрейф нуля, большая симметрия схемы, что объясняется действием ООС по переменному току. В то же время увеличение сопротивления постоянному току в цепи эмиттера приводит к увеличению напряжения источника питания Е , к снижению коэффициента усиления K и , что недопустимо. Следовательно, в качестве Rэ используется не резистор, а генератор стабильного тока (ГСТ), обеспечивающий большое сопротивление по переменному току и малое по постоянному.
40.1 Схемные построения на эмитерно связанных транзисторах(полная версия)
Та или иная модификация дифференциального каскада входит в состав большинства аналоговых микросхем, в том числе в основу усилительной микросхемотехники – операционный усилитель (ОУ). Принципиальная схема простейшего базового дифференциального усилителя (ДУ) – с симметричной нагрузкой и симметричным входом приведена на рис. 7.1.
Нагрузка включена в сбалансированную по постоянному току диагональ моста. У идентичных транзисторов V1 иV2 все параметры при любом дестабилизирующем воздействии (изменении питания, температуры, старении) меняются одинаково, следовательно потенциалы коллекторов транзисторов V1 иV2 равны, а на нагрузке не наводится постоянное напряжение (дрейф нуля). Дрейф нуля, то есть медленно меняющееся напряжение на выходе усилителя при отсутствии входного сигнала, является характерным недостатком усилителей постоянного тока (УПТ) с непосредственной связью между каскадами. (Большинство микросхем по структуре – УПТ с непосредственной связью). Очевидно, чем ближе ко входу усилителя возникает дрейф нуля, тем он опаснее так как в результате усиления уровень выходного паразитного сигнала может быть заметным. Самым эффективным методом борьбы с дрейфом нуля является использование ДУ в качестве первых каскадов УПТ. Реально, конечно, изза разброса параметров транзисторов дрейф не исчезает, а уменьшается в 10-100 раз.
Свое название ДУ получил изза того, что напряжение на его нагрузке (т.е. дифференциальном выходе) пропорционально разности входных сигналов (или дифференциальному входному сигналу):
Различают воздействие на ДУ противофазного U вх1 = -U вх2 и синфазного U вх1 = U вх2 сигналов.
При противофазном воздействии переменные составляющие эмиттерных токов V1 иV2 противофазны, следовательно, через эмиттер протекает только постоянный ток
а по переменному
току потенциал точки a равен 0. Поэтому можно считать, что V1 иV2
включены по схеме с ОЭ и показатели ДУ определяются показателями
каскада с ОЭ. Тогда для одного плеча
(Здесь R~ = R ,так как Rн >> R) .
Учитывая противофазность входных напряжений, дифференциальное входное напряжение и относительно дифференциального входного напряжения коэффициент усиления напряжения одного плеча
Входное сопротивление одного плеча
Входное сопротивление ДУ
При воздействии синфазного сигнала для симметричной схемы U вх д = 0 , т.е. синфазный входной сигнал (например, синфазные наводки) полностью подавляются. Степень симметрии схемы зависит от Rэ , на котором за счет протекания переменных составляющих токов эмиттера ( I ~ = I э1 + I э 2 = 2 I э ) создается ООС. Очевидно, на выходе каждого из плеч ДУ будет действовать напряжение синфазного сигнала, которое важно оценить и учитывать при переходе на несимметричный вход. Коэффициент усиления синфазного сигнала (по отношению к одному плечу) Ku c = U вых1 U вх с , где U вх с = U вх1 = U вх2 . Поскольку для синфазного сигнала в ДУ действует ООС, то
где Rв х ос входное
сопротивление ДУ для синфазного сигнала
Rв х ос = U вх с / I б ;
Для оценки степени подавления синфазного сигнала вводят коэффициент ослабления синфазного сигнала
характеризующий способность выделять слабый противофазный сигнал на фоне сильной синфазной помехи. Учитывая (7.1) и (7.2), а также (5.2), из (7.3) получим
Следовательно, для большего подавления синфазной помехи нужно увеличивать Rэ . Отметим, что Rэ играет роль и автобалансировки схемы. Если, например, при подаче противофазного сигнала по какойлибо
Причине Ku 1 ¹ Ku 2 , то в точке a появляется переменная составляющая U ос , увеличивающая сигнал на входе того транзистора, у которого коэффициент усиления меньше и наоборот. Известны разные модификации ДУ. Они бывают как с симметричными входами и выходами, так и с несимметричными. Как уже отмечалось, часто используется схема с несимметричным выходом (нагрузкой). На рис. 7.2. схема представлена в упрощенном виде без цепей смещения. Здесь попрежнему напряжение на выходе пропорционально разности входных сигналов, так как транзистор V 2 управляется разностным сигналом (двойное управление). Коэффициент усиления напряжения ДУ определяется коэффициентом усиления плеча Ku д
Как показано выше, чем больше Rэ , тем больше подавление синфазной помехи, меньше дрейф нуля, большая симметрия схемы, что объясняется действием ООС по переменному току. В то же время увеличение сопротивления постоянному току в цепи эмиттера приводит к увеличению напряжения источника питания Е , к снижению коэффициента усиления K и , что недопустимо. Следовательно, в качестве Rэ используется не резистор, а генератор стабильного тока (ГСТ), обеспечивающий большое сопротивление по переменному току и малое по постоянному.
40.2 Фазоинверсный каскад с эмиттерной связью
Транзистор V1 включен по схеме с ОЭ, а транзистор V2 – с ОБ. Возбуждения на выходы транзисторов V1 и V2 подаются в противофазе (последовательное возбуждение) и
uв х = uв х1 + u вх2 . Таким образом, транзисторы V1 и V2 работают в противофазе, переменные составляющие эмиттерных iэ1 и iэ2 и коллекторных iк 1 и iк 2 токов сдвинуты по фазе относительно друг друга на 180o , что обусловливает противофазность выходных напряжений uв ых1 и uв ых2 . Очевидно, что uв ых1 всегда несколько больше uв ых2 , так как напряжение возбуждения ведомого плеча uв х2 создается за счет разности переменных составляющих эмиттерных токов ( iэ 1 iэ 2 ). С другой стороны, для примерного равенства выходных напряжений должно выполняться и примерное равенство входных управляющих напряжений.
Для ведомого плеча схемы рис. 6.24 имеем:
где Sэ крутизна эмиттерных токов транзисторов по напряжению на входе.
Из (6.7)
, откуда видно, что, хотя U вх2 < U вх1 , но с увеличением Rэ степень симметрии схемы возрастает. Для оценки асимметрии вводят коэффициент асимметрии
Для рассмотренной схемы
Если считать, что U вх 2 = U вх1 = 0, 5 U вх , то входной ток транзистора V1 вдвое меньше входного тока в резисторном каскаде, а следовательно, вдвое больше входное сопротивление и вдвое меньше динамическая входная емкость, что улучшает частотные и переходные искажения каскада.
40.3 Генераторы стабильного тока
ГСТ является базовым каскадом интегральных микросхем и наиболее широко применяется в ОУ в качестве высокоомного динамического сопротивления нагрузки или источника фиксированного тока в эмиттерной цепи ДУ.
Простейшим ГСТ является транзистор, включенный с ОЭ, в котором используется переход кэ. имеющий большое сопротивление по переменному току и небольшое по постоянному, что видно из рис. 7.3.
На рис. 7.4 приведена упрощенная схема ДУ с ГСТ, в которой выходное сопротивление транзистора по переменному току еще более
увеличено за счет введения ООС по току.
Здесь в качестве Rэ ~ используется Rв ых ос транзистора V3 (сотни кОм). Транзистор V4 в диодном включении совместно с резисторами R1 , R2 обеспечивают выбор режима работы транзистора V3 и его термостабилизацию.