4.11 Системы сдц на базе автокомпенсаторов

4.11.1 Структурная схема чпак

Системы СДЦ на базе автокомпенсаторов, известные под названием череспериодные автокомпенсаторы (ЧПАК), являются разновидностью систем СДЦ с внешней когерентностью. Режекция спектральных составляющих сигналов пассивных помех в таких системах может осуществляться как на видеочастоте, так и на радиочастоте. Причем переход на радиочастоту, в отличие от обычных систем СДЦ, не сопровождается резким повышением требований к стабильности УЛЗ. Кроме того, подобные системы СДЦ могут не иметь устройства формирования опорного напряжения.

На рис.4.62 представлены структурные схемы одноканальной и двухканальной ЧПАК на радиочастоте.

Рис.4.62. Структурные схемы одноканальной и двухканальной ЧПАК на радиочастоте

Понятие кратности вычитания ЧПК для ЧПАК трансформируется в понятие канальности, т.е. числа дополнительных каналов (линий задержки на Т_п). Рабочая частота УЛЗ в данном случае равна промежуточной частоте (ПЧ), поэтому отпадает необходимость использования модулирующего гетеродина и модулятора для обеспечения нормальной работы УЛЗ.

Одним из основных элементов ЧПАК является автокомпенсатор. Он представляет собой самонастраивающееся устройство с корреляционными обратными связями, обеспечивающее исключение из спектра сигналов помех в основном канале АК составляющих, коррелированных с сигналами помех в дополнительных каналах АК. Основным каналом АК принято называть канал, в котором отсутствует усилитель с регулируемым коэффициентом передачи, а дополнительные − каналы с регулируемыми коэффициентами передачи.

Подбор коэффициентов в многоканальных схемах (подобных схеме, показанной на рис.4.63) можно осуществить используя принцип корреляционной обратной связи. На рис.4.64 показана схема с двумя входами, на которые поступают напряжения одной и той же частоты с комплексными амплитудами U_o(t) и U₁(t).

На сумматоре образуется напряжение U_s(t) = U_o(t) + kU₁(t).

Имеется цепь обратной связи, в которую включено устройство вычисления оценки корреляционного момента U_s(t)U₁^*(t).

Рис.4.63 Рис.4.64

Последний с точностью до постоянной æ используется в качестве управляющего множителя k, подаваемого на управляющий элемент. Из двух уравнений

k = U_s(t)U₁^*(t),

U_s(t) = U_o(t) + kU₁(t),

где U₁(t) = U_o(t − Т_п), то можно найти

При æ → ∞ и достаточной корреляции напряжений U_оп и U₁ (например, при U₁ = cU_о) происходит полная компенсация, т.е. U_s обращается в ноль

При этом k = − ρ(Т_п) при одинаковой мощности помех в соседних периодах повторения. Усилитель с регулируемым коэффициентом передачи может быть реализован с помощью:

• двух квадратурных каналов с регулируемыми: коэффициентами усиления и фазовым сдвигом между каналами π/2 радиан;

• управляемого смесителя частоты.

В первом случае АК называется квадратурным, а во втором – гетеродинным (см. рис.4.65 и 4.66 соответственно).

Рис.4.65. Структурная схема квадратурного АК

Рис.4.66. Структурная схема гетеродинного АК

Роль корреляторов в квадратурном АК выполняют ФД и интеграторы (чаще всего на базе операционных усилителей), а в гетеродинных − смеситель 2 и узкополосный фильтр.

Балансные усилители (БУ) в квадратурных АК помимо изменения амплитуды входных сигналов дополнительных каналов обеспечивают их прохождение к сумматору либо без изменения фазы, либо с изменением ее на π радиан. Значение фазового сдвига (0 или π радиан) определяется полярностью напряжения на выходе ФД.

Таким образом, как следует из рис.4.65 и 4.66, потенциальные возможности обоих типов АК одинаковы и целесообразность использования того или иного типа определяется лишь требованием упрощения аппаратурной реализации. При использовании интегральных микросхем преимущество в этом отношении имеет квадратурный АК.