пространственное затухание волнового процесса в среде с джоулевыми потерями.

Таким образом, из УМ непосредственно следует, что электромагнитные процессы имеют волновой характер и, следовательно, любое ЭМП представимо как некоторое наложение электромагнитных волн.

5.2. Электродинамические потенциалы

Установим далее формулы, выражающие напряженность электрическо-

го поля E иr индукцию магнитного поля B через электродинамические по-

тенциалы A (векторный) и Ф (скалярный). Для этого обратимся к системе уравнений Максвелла.

Четвертое уравнение Максвелла утверждает, что поле B чисто вихревое:

Подставляя в (5.10) выражение B (5.9) и имея в виду, что координаты и время в используемой лабораторной системе отсчета независимы, получим

31

Введенные таким образом функции координат и времени Ar(rr,t), Ф(rr,t)

(сrтрадиционным следованием знаков), как известно, и являются векторным r r

(A)и скалярным (Ф) потенциалами электромагнитного поля E, B . Заметим, что такое определение потенциалов является очевидным

образом неоднозначным. Действительно, поле E, B не изменяется, если r

вместо исходных A , Ф использовать A′, Ф′, определенные следующим образом:

Таким образом, векторный потенциал определен с точностью до градиента произвольной функции f (x, y, z,t), а скалярный – с точностью до

производной той же функции по времени ∂f (x, y, z,t). Это означает, что

∂t

электродинамические потенциалы могут быть доопределены путем наложения на них любого условия связи, ненарушающего (5.13). Это весьма важный момент, позволяющий существенно улучшить вычислительную процедуру при решении электродинамических задач путем соответствующего выбора указанного условия.

Налагаемые на электродинамические потенциалы условия или связи называются условиями калибровки потенциалов. Из (5.13) очевидно, что

Здесь εa , µa - соответственно диэлектрическая и магнитная проницаемости пространства, которые при записи (5.14), (5.15) считались постоянными, δ - плотность электрического тока, ρ - плотность электрического заряда.

32

В дальнейшем мы будем использовать калибровку Лоренца (5.18), поскольку уравнения (5.19), (5.20) в этом случае наиболее просто связывают

электродинамические потенциалы с их источниками - δ и ρ .

5.3.Электричеcкий вектор Герца или поляризационный потенциал

Определим векторный потенциал через электрический вектор Герца Пe следующим образом:

A = εa µa ∂∂Пtе .

Скалярный потенциал Ф определим через Пe так, чтобы выполнялось условие калибровки Лоренца (5.18) :

εaµa ∂∂Фt = −div Ar = −εaµa ∂∂t div Пrе,

тогда Ф = −div Пrе.

Подчеркнем, что указанные определения возможны только при ∂∂t ≠ 0,

т.е. для чисто переменных полей. В общем случае, когда имеются статиче-

34

5.4. Фиктивные магнитные точки и заряды. Перестановочная двойственность УМ.

Магнитный вектор Герца

Обратимся теперь к замкнутым токам. Как известно из решения задач магнитостатики, магнитное поле рамки с током i соответствует полю маг-

нитного диполя, т.е. магнитный момент M замкнутого тока определяется как

Mr = iµa Snr,

где Snr - вектор-площадка, охватываемая током i. С другой стороны, можно представить, что

Mr = iµa Snr = rlqm ,

где qm – магнитные заряды диполя длиной l.

В свою очередь, im = dqdtm , где im – разомкнутый магнитный ток.

Таким образом, замкнутый ток i создает поле, подобное тому, которое возбуждает разомкнутый магнитный ток im. Такие эквивалентные qm и im называются фиктивными магнитными зарядами и токами. В ряде случаев такая замена эффективна, поскольку позволяет не решать непосредственно поставленную задачу, а воспользоваться уже решенной с соответствующими переобозначениями.

При введении фиктивных магнитных токов и зарядов УМ переписываются следующим образом:

Очевидно от системы (5.34)...(5.37) можно перейти к исходным УМ путем следующих переобозначений:

37

Это свойство называется перестановочной двойственностью УМ. Это свойство позволяет, как указывалось выше, не решать ряд задач непосредственно, а воспользоваться переобозначениями в решении, относящемся к “двойственной” задаче. В частности, очевидно, что задачу возбуждения ЭМП замкнутыми токами решать нет смысла как самостоятельную, т.к. она формулируется как задача возбуждения ЭМП разомкнутыми магнитными токами, т.е. в виде двойственной уже решенной задаче возбуждения ЭМП разомкнутыми электрическими токами.

Для разомкнутых магнитных токов, как и в электрическом случае, имеет место связь

ца Пr тПо: аналогии с “электрической” задачей введем магнитный вектор Гер-

Подставляя (5.39), (5.40) в (5.38), получаем при ∂∂t ≠ 0 следующее вол-

новое уравнение для Пr т :

Структура уравнения (5.41) полностью идентична (5.33), что непосредственно может быть использовано при решении двойственных задач путем переобозначений.

38

Опять можно отметить, что если специфика задачи такова, что при Jrcm = Zr0 Jcm , достаточно использовать только одну компоненту Пr т =Z0 Пzm . Компонентой Пzm определяются в соответствии с (5.39) ЭМП, в которых отсутствует компонента Ez. Такие поля называются поперечно-электрическими.

5.5. Граничные условия для Пzm и Пze на идеально

проводящих продольных и поперечных поверхностях

Для большой группы задач, относящихся к регулярным волноводам и резонаторам, ЭМП может быть представлено в виде суперпозиции попереч- но-электрических (ТЕ) и поперечно-магнитных (ТМ) полей (Самарский А.А., Тихонов А.Н. «О представлении полей в волноводе в виде суммы полей ТЕ и ТМ, ЖТФ 1948 – т.18, №7 – с.959-970»). Поскольку эти поля выражаются со-

ответственно через Пzm и Пze, важнейшее значение приобретает формули-

ровка граничных значений (ГУ) для этих функций на идеально проводящих продольных и поперечных стенках указанных устройств.

Введем обобщенно-цилиндрическую систему координат q1,q2 ,Z , где q1,q2 - обобщенные криволинейные в общем случае координаты в попереч-

ной к Z плоскости Q3.

Координатные поверхности в этой системе определяются следующим образом :

Q1 : q1 = Const; Q2 : q2 = Const; Q3 : Z = Const .

Соответственно направляющие вектора системы определяются как

er1 dqr1 Q1, er2 dqr2 Q 2 , Z0 .

ГУ для Пze .

Будем исходить из того, что тангенциальная составляющая E на идеально проводящей поверхности S равна нулю. Таким образом,

Запишем E , выраженное через Z0 Пze :

39

h1, h2 – соответственно метрические коэффициенты Ламэ обобщенных

координат q1, q2.

Таким образом, имеем

Это условие должно выполняться при любых Z, q1 или Z, q2, следовательно, необходимо потребовать

Иначе говоря, на идеально проводящих боковых стенках Q1, Q2 Пze об-

ращается в ноль.

Условие на поперечной стенке Q3 имеет вид

40

ЧАСТЬ 2

НАПРАВЛЯЮЩИЕ СИСТЕМЫ ИЛИ ВОЛНОВОДЫ

ГЛАВА VI

ОБЩАЯ ТЕОРИЯ РЕГУЛЯРНЫХ ВОЛНОВОДОВ

6.1. Типы направляющих систем

Для минимизации потерь в устройствах СВЧ используются направляющие системы или волноводы (ВВ). Волны в ВВ занимают конечное поперечное сечение, они неоднородны в этом сечении и не рассеиваются в окружающее пространство. Назначение ВВ: линии связи; связь элементов СВЧ устройств; электродинамические системы в электронных приборах СВЧ; ускорители; системы СВЧ обработки в машиностроении, деревообработке, пищевой промышленности, сельском хозяйстве.

Рассмотрим некоторые типы ВВ. Вообще говоря, ВВ можно разделить на «открытые», в которых замкнутый внешний экран отсутствует, а поле концентрируется вблизи направляющих структур, и «закрытые», в которых в той или иной форме присутствует экран, ограничивающий поперечное распределение поля. Конечно, это разграничение достаточно условно: в «открытых» ВВ может быть поставлен экран, в «закрытых» - экран в определенных диапазонах может быть «прозрачным».

Начнем с систем, условно относимых к «открытым». На рис.6.1. изображена двухпроводная линия.

Рис. 6.1. Рис. 6.2.

При h << λ ввиду противофазности токов в проводах линии излучение в окружающее пространство весьма мало. На рис. 6.2 показана симметричная полосковая линия: 1 – токонесущая полоска, 2 – экран.

Несимметричная полосковая линия или микрополосковая изображена на рис.6.3. Здесь 1 – токонесущая полоска, 2 – диэлектрическая подложка, 3 – экран. Все поперечные размеры весьма малы по сравнению с длиной волны, излучение во внешнее пространство практически отсутствует. Указанные структуры нашли очень широкое распространение в микромощной технике.

42

1

2

3

Рис. 6.3.

Нетрудно увидеть развитие структуры микрополосок: экранированная микрополосковая линия (рис.6.4), щелевая линия (рис.6.5), копланарная линия (рис.6.6), полосково – щелевая экранированная линия (рис.6.7),

2

Рис. 6.4. Рис. 6.5.

Рис. 6.6. Рис. 6.7.

z

Рис. 6.8. Рис. 6.9.

двущелевая линия (рис.6.8). В коротковолновом диапазоне (вплоть до светового) используются диэлектрические волноводы (рис.6.9), на рабочих часто-

Рис. 6.10.

43

Z

Рис. 6.11.

тах которого на границе диэлектрика имеет место полное внутреннее отражение волн.

К открытым относятся и лучевые ВВ: зеркальный ВВ (рис. 6.10), линзовая линия (рис.6.11).

На рис.6.12 показана экранированная двухпроводная линия – «закрытая» система. Естественное ее развитие – коаксиальная линия (рис.6.13), весьма широко распространенная. Дальнейшее развитие ВВ большой мощности – полые ВВ.

Рис. 6.12. Рис. 6.13.

На рис.6.14 изображен ВВ круглого сечения, на рис.6.15 – прямоуголь-

ного.

Рис. 6.14. Рис. 6.15.

Находят применение и волноводы специального сечения: эллиптические (рис.6.16), ребристые: П – (рис. 6.17) и Н – образного сечения (рис.6.18).

Рис. 6.16. Рис. 6.17.

44

h

Рис. 6.18. Рис. 6.19.

В СВЧ электронных приборах с черенковским излучением (лампы бегущей и обратной волн) используются замедляющие системы.

На рис.6.19 изображена широко применяемая в приборах средней мощности спиральная замедляющая система. Ее замедление можно оценить

распространения основной пространственной гармоники вдоль оси системы Z, c – скорость электромагнитных волн в пустоте. В мощных приборах используются системы типа гофрированных или диафрагмированных волноводов.

Такие же системы используются и в ускорителях заряженных частиц.

6.2. Постановка и схема решения волноводных задач (регулярные ВВ)

ВВ будем называть регулярным в случае, когда конфигурация поперечного сечения ВВ S и свойства заполняющей ВВ среды εa, µa не за-

висят от координаты Z, отождествляемой с осью волновода, т.е.

s , ε&a, µ&a ≠ f (Z ) , но может быть εa ,µa = f (q1,q2 ), где q1, q2 – обобщен-

ные координаты в S .

Как указывалось выше, все поля в регулярных волноводах могут быть представлены как суперпозиция волн ТМ (Е) и ТЕ (Н). В свою очередь, ТМ

или Е – волны определяются функцией Пzl , ТЕ или Н – функцией Пzm . Таким образом, совокупность Пzl , Пzm - полностью определяет волны в ВВ.

Введем следующие условия и упрощения.

1. Рассматриваем собственные волны ВВ, которые существуют вне области, занятой источниками, т.е. в волновых уравнениях для Пzl, m Pcm = 0 и

Jcm = 0 .

2.Стенки волновода можно считать идеально проводящими, т.е. на них справедливы ГУ (5.42) и (5.45).

3.Электромагнитные процессы гармонические, т.е. можно использовать метод комплексных амплитуд.

45

При перечисленных условиях волноводные задачи сводятся к следующим краевым задачам для Пzl, m .

Воспользуемся условием регулярности волновода: +Z и -Z направления равноправны, а постоянная распространения волн вдоль Z (Г) постоянна. То-

гда представим искомые решения для П&zl,m в форме

Здесь A&l,m - комплексная амплитуда волны, ψ l,m (q1,q2 ) - функция се-

чения или мембранная функция, Г – постоянная распространения; верхний знак соответствует попутной (относительно z) волне, нижний – встречной. Решение записано в обобщенно – цилиндрической системе координат q1, q2, Z.

Представим