- •ЭЛЕКТРОДИНАМИКА И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
- •ПРЕДИСЛОВИЕ
- •1.1. Интегральная формулировка УМ
- •1.3. Физическое содержание первого УМ
- •2.1. ГУ для тангенциальных составляющих векторов ЭМП
- •2.2. ГУ для нормальных составляющих векторов ЭМП
- •3.2. Баланс энергии в ЭМП. Теорема Умова-Пойтинга
- •4.2. Теорема о комплексной мощности
- •5.2. Электродинамические потенциалы
- •6.4. Общие свойства магнитных (Н) волн
- •6.7. Электрические (Е) типы волн в прямоугольном волноводе
- •6.8. Магнитные волны в прямоугольном волноводе
- •6.11. Магнитные (Н) волны в круглом волноводе
- •6.12. Потери и затухание волн в волноводах
- •7.3. Уравнения возбуждения регулярных волноводов сторонними токами
- •8.1. Неортогональные координатные системы
- •8.2. Дифференциальные операторы
- •8.4. Уравнение возбуждения произвольно-нерегулярного волновода сторонними токами
- •8.5. Самосогласованные нелинейные уравнения лампы бегущей волны О - типа
- •8.6. Уравнения возбуждения произвольно-нерегулярного коаксиального волновода
- •8.7. Уравнения возбуждения нерегулярных замедляющих систем
- •8.8. Нерегулярные волноводы с прямоугольным сечением.
- •8.9 Т-функции для решения двухточечных задач в теории нерегулярных волноводов
- •8.9.1 Т-функции
- •8.9.2 Взаимодействие Hoi волн в гофрированном волноводе с круговым сечением
- •9.3. Трансформирующие свойства отрезков линий передачи.
- •9.4. Короткозамкнутые и разомкнутые на конце отрезки линии передачи (шлейфы).
- •9.5. Частичное отражение волн в линиях передачи.
- •10.1. Понятие планарных линий передачи.
- •10.2. Симметричная полосковая линия
- •10.3. Несимметричная полосковая линия
- •10.4. Симметричная щелевая линия
- •10.5. Несимметричная щелевая линия
- •10.6.1 Общая формулировка метода
- •10.7. Копланарная линия передачи
- •10.8. Четная и нечетная моды в связанных полосковых линиях
- •11.2 Поля в ОР как в отрезках регулярных волноводов с короткозамыкающими крышками
- •11.3 Расчет полей в резонаторах с помощью потенциалов Герца
- •11.3.1 Прямоугольный резонатор
- •11.3.2. Цилиндрический резонатор
- •11.4 Добротность собственных колебаний в резонаторах. Внешняя и нагруженная добротности
- •12.2 Свойства собственных функций резонатора
- •12.3 Уравнение возбуждения резонатора
- •12.4. Способы возбуждения резонаторов
- •13.1. Расчет полей с помощью электрического вектора Герца
- •13.2. Анализ поля ЭЭИ в квазистатической (ближней) зоне
- •13.3. Анализ поля ЭЭИ в волновой (дальней) зоне
- •14.3. Анализ поля ЭМИ в волновой (дальней) зоне
- •18.2. Зоны Френеля. Область, существенная для распространения радиоволн
- •18.3. Дифракция электромагнитных волн от края непрозрачного экрана
- •19.2. Наклонное падение горизонтально-поляризованной волны на плоскую границу раздела двух сред
- •19.3. Наклонное падение вертикально-поляризованной волны на плоскую границу раздела двух сред
- •19.4. Отражение плоских волн от плоской границы среды с потерями
- •20.3. Поле вертикального вибратора над плоской отражающей поверхностью
- •20.4. Поле горизонтального вибратора, поднятого над плоской поверхностью земли на высоту h
- •20.7. Учет сферичности земной поверхности
- •20.9. Дифракция радиоволн вокруг сферической земной поверхности
- •21.2. Поглощение радиоволн в тропосфере
- •21.3. Рефракция радиоволн в тропосфере
- •22.2. Механизм ионизации и рекомбинации на больших высотах
- •22.3. Электронная диэлектрическая проницаемость ионизированного газа без учета столкновений электронов с ионами и нейтральными молекулами
- •22.5. Преломление и отражение радиоволн в ионосфере
- •22.6. Влияние магнитного поля Земли на распространение волн в ионосфере. Двойное лучепреломление
- •23.1 Уравнения движения электрона в форме Лагранжа.
- •23.2 Поступательная (трансляционная) симметрия
- •23.3. Азимутальная симметрия
- •23.4. Вращающиеся поля
- •23.5. Бегущие в направлении z волны
Рис. 9.10.
9.5.Частичное отражение волн в линиях передачи.
Врежиме стоячей волны напряжение в максимуме вдвое превышает напряжение падающей волн (рис. 9.10), а в результате интерференции падающей и отраженной волн вдоль линии появляются сечения, в которых при отсутствии потерь в линии напряжение равно нулю. Реальные линии всегда вносят затухание, следовательно, амплитуда как падающей, так и отраженной волны уменьшается по мере их перемещения вдоль линии. В результате
Рис. 9.11.
напряжение (ток) в максимумах не достигает удвоенного значения, а в нулях становится невозможной полная компенсация - рис. 9.11.
Для характеристики режима работы линии передачи вводят понятие
Рис. 9.12.
коэффициента стоячей волны по напряжению (KСВu) или просто коэффициента стоячей волны (КСВ), равного отношению (рис.9.12)
KСВu = |
|
Uпад |
|
|
+ |
Uотр |
, |
(9.50) |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
Uпад |
|
|
− |
Uотр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где Uпад и Uотр - значения напряжений падающей и отраженной волн в максимумах.
152
В линии без потерь в режиме стоячих волн отношение (9.50) равно бесконечности. В реальных линиях с потерями величина KСВu всегда конечна. Аналогично вводится понятие коэффициента стоячей волны по току KСВi.
Обычно лишь часть энергии падающей волны отражается от нагрузки. Поглощение (полное или частичное) энергии падающей волны нагрузкой возможно, если активная часть сопротивления нагрузки отлична от нуля.
Нагрузкой может быть сосредоточенное сопротивление ZH либо отрезок лини с волновым сопротивлением ZH, отличным от ZВ. В обоих случаях отражение части энергии падающей волны происходит в том сечении AA’, где расположена нагрузка (рис. 9.13).
Рис. 9.13.
Для того, чтобы ввести понятие коэффициента отражения волны, запишем уравнение Кирхгофа в сечении AA’ для тока
Uпад/ZВ-Uотр/ZВ=Uпрош/ZH (9.51)
и напряжения
Uпад+Uотр=Uпрош. (9.52)
Подставляя Uпрош из (9.52) в (9.51), определяем коэффициент отраже-
ния волны по напряжению
K = |
U |
отр |
= |
Z |
H |
− Z |
В |
. |
(9.53) |
Uпад |
|
|
|
|
|||||
|
|
ZH + ZВ |
|
Так как сопротивления ZH и ZВ в общем случае комплексны, то комплексна и величина K.
Согласно (9.50) из (9.53) следует, что модуль коэффициента отражения
K |
|
= |
Uотр |
|
= |
KСВ |
−1 |
|
|||
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
u |
|
. |
(9.54) |
|||
|
|
U |
пад |
|
KСВ |
+1 |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
u |
|
|
|
Величина KСВu в отличие от K всегда действительна и меняется от единицы при идеальном согласовании (ZH = ZВ) до бесконечности при коротком замыкании (ZH=0) или холостом ходе ( ZH = ∞). В реальных устройствах
KСВu обычно не превышает 1,1, что соответствует передаче в нагрузку 99,8% мощности.
По известному значению коэффициента отражения можно определить входное сопротивление линии (рис. 9.14).
153
Рис. 9.14.
В принятых обозначениях |
|
|||
|
К1 = |
ZH − ZВ |
, |
а |
|
|
|||
Учитывая, |
что Kвх |
ZH + ZВ |
|
|
и K1 |
связаны |
|||
Kвх=K1exp |
(−2 jГl), получим ,что |
|
КВХ |
= |
Z |
ВХ |
− ZВ |
|
Z |
ВХ |
+ ZВ |
|||
|
|
между собой соотношением
ZВХ |
= |
1+ К1 exp(−2 jГl) |
. |
(9.55) |
|||
|
|
|
|||||
1 |
− К1 exp(−2 jГl) |
||||||
|
|
|
|
154
ГЛАВА 10. ПЛАНАРНЫЕ ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
10.1. Понятие планарных линий передачи.
На рис. 10.1 в поперечном сечении показаны некоторые линии передачи, называемые планарными. В таких линиях проводники выполнены в виде узких металлических полосок, нанесенных на диэлектрическую подложку (экранированную или неэкранированную в случае нескольких полосок), поэтому многие из планарных линий часто называют полосковыми (рис.10.1,а,б,в,ж). Если же проводники представляют собой широкие металлические пластины с прорезанными в них продольными щелями, то такие линии называют щелевыми (рис.10.1,г,з).
Рис. 10.1.
Интенсивное развитие и распространение планарных структур связано в первую очередь с миниатюризацией СВЧ аппаратуры. Так называемые интегральные схемы (ИС) СВЧ обычно формируются из полосковых элементов, располагаемых на одной подложке. Если поперечные размеры полых волноводов не могут быть меньше некоторых критических, то поперечные размеры полосковых линий могут быть, практически, сколь угодно малыми.
Следует заметить, что переход от устройств на полых волноводах к ИС СВЧ, использующих полосковые линии, является возвратом к многосвязным волноводным структурам, к которым относятся двухпроводная линия, в свое время уступившим место полым волноводам. Полые же волноводы широко распространились с 40-х годов прошлого века при освоении сантиметровых волн и по сегодняшний день сохраняют значительную область применения, в частности, при передаче большой мощности.
Волны, направляемые полосковыми и щелевыми линиями, являются гибридными. Это касается и низшей (основной) волны полосковой линии, которая аналогична Т-волне двухпроводной линии. Она так же не имеет отсечки (fкр=0). В типичных условиях – при относительно малых поперечных
155
размерах – поперечные компоненты значительно преобладают над продольными. Дисперсия такой волны невелика. Величину (β/k0)2 для основной волны называют эффективной диэлектрической проницаемостью εэфф полоско-
вой линии ( β – продольное волновое число).
Кроме основной волны полосковой линии, которая получила название квази- Т волны, в этой линии может существовать множество других волн, имеющих разнообразное физическое происхождение. Во-первых, это так называемые экранные волны, связанные с наличием в линии экрана и существующие независимо от полоскового проводника. В результате связи экранных волн, обусловленной внесенным полосковым проводником, образуются комплексные волны. Эти волны, также как и экранные, в состоянии отсечки не переносят энергии, однако повышении частоты все большее число волн выходит из области отсечки. Среди них оказываются и такие волны, поля которых подобно полю основной волны сконцентрированы в области подложки под полосковым проводником. Эти волны называются подполосочными. Основная волна полосковой линии и высшие подполосочные волны будут направляться полосковой линией и без замкнутого экрана; достаточно широкий экран на них почти не оказывает влияния.
Из сказанного следует, что строгая электродинамическая теория направляющих структур, показанных на рис. 10.1, оказывается довольно сложной.
В инженерной практике для описания линий передачи часто используются волновые сопротивления, характеризующие основные волны планарных структур. В случае полосковой линии (рис. 10.1, а) волновое сопротивление можно определить как
ZВ = U |
B |
r |
r |
|
, U = ∫Ed l, |
(10.1) |
|||
I |
A |
|
|
|
|
|
|
|
где имеется в виду полный ток полоскового проводника. Существует также «энергетическое» определение, согласно которому
|
2 |
P |
|
|
|
1 |
|
∫ |
r r |
r |
|
|
ZВ = |
, P = |
Re |
(10.2) |
|||||||||
I |
|
2 |
E, H * ds . |
|||||||||
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
S1 |
|
|
|
Обе формулы дают близкие значения в типичных случаях, когда толщина подложки значительно меньше длины волны в ее диэлектрике (поле в подложке квазистационарно).
В случае щелевой линии
ZВ = U |
2 |
|
B |
r |
r |
|
|
|
, U = ∫Ed l, |
(10.3) |
|||
|
|
|||||
2P |
A |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
а мощность P вычисляется по (10.2).
Как видно из сказанного выше, планарные, в частности полосковые и щелевые, линии лишь с натяжкой можно отнести к линиям, в которых распространяются Т-волны. Причем наличие диэлектрического слоя и сравнительно сложная геометрия этих линий позволяют произвести простой коли-
156