Из рис. 10.19 видно, что измеренное переходное ослабление НО в требуемом диапазоне частот находится в заданных пределах.

Таким образом, метод проектирования сверхширокополосковых трехдецибельных направленных ответвителей, основанный на строгом расчете каскада сильной связи методом неортогональных рядов, позволяет пректировать НО с учетом различия диэлектрических проницаемостей материалов подложек и прокладок в области сильной связи.

10.7. Копланарная линия передачи

Копланарная линия (КЛ) передачи относится к линиям квазиоткрытого типа, в которой распространяются волны квази-Т и Н типа. Токонесущие про-

водники КЛ образованы узким проводником и двумя полубесконечными слоями металла, расположенными на одной стороне диэлектрической подложки.

Структуры электромагнитных полей в КЛ для четного типа волн приведены на рис. 10.20,а, для нечетного – на рис.10.20,б. Распределение продольных токов в поперечном сечении КЛ представлено на рис.10.20,в,г, а распределение токов на проводящих слоях – на рис.10.20,д,е.

Для изотропной подложки погонная емкость рассчитывается с помощью формулы, полученной методом конформных отображений:

Рис. 10.17.

186

Рис. 10.18.

Результаты расчета емкости КЛ на единицу длины в отсутствии диэлектрической подложки представлены в табл.10.7.

Табл.10.7

10.8. Четная и нечетная моды в связанных полосковых линиях

Пусть в симметричной либо микрополосковой линии две металлические полоски равной ширины располагаются, как показано на рис. 10.20. Электрические поля, возникающие вокруг этих проводников, существуют не только в непосредственной близости от каждого из них, поэтому появляется взаимодействие между ними за счет краевых полей, величина которых зависит от разности потенциалов между проводниками, формы проводников, расстояния между проводниками и параметров диэлектрической подложки.

187

Взаимодействие, обусловленное краевыми полями, используется в таких устройствах, как направленные ответвители, а также во многих типах фильтров. Для получения требуемой характеристики в фильтре используются связанные отрезки линии передачи, резонирующие на определенной частоте и расположенные определенным образом.

Возможны два способа возбуждения проводников: оба центральных проводника находятся под одним и тем же потенциалом, равным, например,

Рис. 10.19.

+1В (четная мода), либо потенциал одного из проводников +1, а второго –1В (нечетная мода). Тогда на оси симметрии (штрихпунктирная линия на рис. 10.19) будут располагаться «магнитная» стенка при возбуждении четной моды и электрическая стенка при возбуждении нечетной моды. Во всх связанных вдоль бокового торца (боковая связь) линии могут существовать четная и нечетная моды. Коэффициент связи между линиями, как правило, может быть выражен через волновое сопротивление четной и нечетной мод. Следующие соотношения устанавливают связь между этими величинами:

коэффициент связи С(дБ)=20lg(Ku)=-20lgC0;

где Ku – коэффициент связи по напряжению; волновое сопротивление для четной моды

1/ 2

ZВЧ = ZВ 1+ C0 , (10.47)

1−C0

волновое сопротивление для нечетной моды

1/ 2

ZВН = ZВ 1−C0 ; (10.48)

1+ C0

188

Приближенный синтез микрополосковых линий (рис.10.21 а) можно выполнять, имея зависимость величины ZВЧ и ZВH от параметра W/h при различных значениях S/h и заданном значении ε. Затем рассчитываются те же зависимости, но при воздушном заполнении, что позволяет определить фазовую скорость и длину волны каждой из мод. (Так как у диэлектриков µ =1, погонная индуктивность линии в первом приближении не зависит от характера диэлектрического заполнения).

Действительно,

λH =υфH / f = cZВH / fZВвоздH ,

где f – рабочая частота.

Воспользуемся для примера графиками, построенными в (рис.10.22). Пусть перед нами стоит задача определить величины W и S в связан-

ных микрополосковых линиях, если заданы толщина подложки h=0,25 мм, ее относительная диэлектрическая проницаемость ε=2,3, коэффициент связи С=-10 дБ, рабочая частота f=1 ГГц и волновое сопротивление питающей линии ZВ =50 Ом.

Из соотношений (10.47) – (10.49) определяем величины

190

-10=20lgC0, откуда С0=0,32,

Проверим выполнение равенства

ZВ = (ZВЧ ZВH )1/ 2 = (69,7 36)1/ 2 = 50,01 ≈ 50 (Ом).

Для нахождения отношений W/h и S/h обратимся к рис.10.22. Наносим на вертикальную ось полученные значения ZВЧ и ZВH . Проводим прямые, параллельные горизонтальной оси, до пересечения с кривыми, соответствующими одному и тому же значению S/h (точки Р на рис.10.22), и опускаем перпендикуляр, проходящий через эти точки, до пересечения с го-

Рис. 10.20.

ризонтальной осью (точка Q).

Р=10= S/h, т.е. S =10 0,25 = 2,5 (мм),

Q =11,7 = W / h, т.е. W =11,7 0,25 ≈ 2,9 (мм).

Далее мы можем определить эффективную диэлектрическую проницаемость и длину волны в линии:

εэфф ≈ 2,32+1 + 2,32−1(1+12(0,25/ 2,9))1/ 2 ≈ 2,11,

λ≈ (c / f )(2,11)−1/ 2 = 3 1010 0,69 = 21 (см)

1109

Вприближенных расчетах можно полагать, что длина волны в связан-

ной линии совпадает с длиной волны в одиночной полосковой линии с той же шириной полоски. При этом погрешность лежит в пределах 10%.

191

ЧАСТЬ 3

ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ

ГЛАВА XI

ОСНОВЫ ТЕОРИИ ОБЪЕМНЫХ РЕЗОНАТОРОВ

11.1. Типы объемных резонаторов

Объемным резонатором (ОР) называется объем V, заключенный между отражающими, обычно металлическими стенками S.

ОР по типу можно разделить на; а) открытые и закрытые б) отражательные и бегущей волны.

Закрытым называется ОР, стенки которого образуют замкнутую поверхность. Открытым называется ОР с незамкнутыми стенками, образующими систему отражающих зеркал.

В отражательных ОР накопление электромагнитной энергии происходит за счет установления стоячего поля как следствия переотражений от стенок резонатора. ОР бегущей волны представляет собой замкнутый на себя волновод, причем длина этой замкнутой системы на резонансной частоте

l p = NΛВ . Здесь N - целое число; ΛВ - длина волны в волноводе на резо-

нансной частоте для некоторого распространяющегося типа волн.

На рис. 11.1 изображены резонаторы, образованные отрезками регу-

Рис. 11.1.

лярных волноводов различных форм поперечных сечений с короткозамкнутыми торцевыми крышками

На рис. 11.2 показаны резонаторы, соответствующие телам вращения: сферической, биконической, эллиптической

Рис. 11.2.

Заметим, что поле в закрытых резонаторах (например, рис. 11.2) на ряде типов колебаний не везде примыкает к стенкам (особенно это характерно для биконического и эллиптического резонаторов). Удалив «лишние» части

192