- •Лекционный материал по курсу
- •1 Измерительные сигналы
- •1.1 Классификация измерительных сигналов и сигналов помех
- •1.2 Математическое описание детерминированных измерительных сигналов. Сигналы и их математические модели
- •1.2.1 Представление произвольного сигнала в виде суммы элементарных колебаний
- •1.2.2 Гармонический анализ периодических сигналов
- •1.2.3 Гармонический анализ непериодических сигналов
- •1.2.3.1 Основные свойства преобразования Фурье
- •1) Сдвиг сигналов во времени
- •3) Смещение спектра сигнала
- •1.2.4 Геометрическое представление сигналов
- •1.3 Корреляционный анализ детерминированных сигналов
- •Соотношение между корреляционной функцией и спектральной характеристикой сигнала
- •1.4 Модулированные сигналы
- •1.4.1 Радиосигналы с амплитудной модуляцией
- •1.4.1.1 Спектр амплитудно-модулированного колебания
- •1.4.2 Угловая модуляция. Фаза и мгновенная частота колебания
- •1.4.2.1 Спектр колебания при гармонической угловой модуляции
- •1.4.3 Огибающая, фаза и частота узкополосного сигнала
- •1.4.4 Аналитический сигнал
- •1.5 Математическое описание случайных измерительных сигналов
- •1.5.1 Основные характеристики случайных сигналов
- •1.5.2 Спектральная плотность мощности случайного процесса
- •1.5.3 Соотношение между спектральной плотностью и ковариационной функцией случайного процесса
- •1.6 Квантование, дискретизация и кодирование сигналов
- •1.6.1 Дискретизация непрерывных сигналов по времени
- •1.6.2 Представление сигналов с ограниченной полосой частот в виде ряда Котельникова
- •1.6.3 Связь между спектром сигнала s(t) и спектром базисной функции φn (t)
- •1.6.4 Восстановление сигналов по их отсчётам
- •Неограниченность спектров реальных сигналов
- •Отклонение фнч от идеальных
- •1.6.5 Задачи теории кодирования
- •1.6.5.1 Корректирующие коды
- •1.6.5.2 Систематические коды
- •Методы образования циклического кода
- •1.6.5.3 Непрерывные коды
- •2 Анализ прохождения измерительных сигналов через
- •2.1 Анализ прохождения измерительных сигналов через линейные цепи
- •2.1.1 Спектральная плотность мощности и корреляционная функция случайного процесса на выходе цепи
- •2.2 Анализ прохождения измерительных сигналов через нелинейные цепи
- •2.2.1 Безынерционные нелинейные преобразования
- •2.2.2 Внешние характеристики безынерционных нелинейных элементов
- •2.2.3 Спектральный состав тока в безынерционном нелинейном элементе при гармоническом внешнем воздействии
- •2.3 Классификация и основные характеристики фильтров
- •2.4 Фильтрация измерительных сигналов
- •2.4.1 Основные задачи при приёме сигналов
- •2.4.2 Согласованный линейный фильтр
- •2.4.3 Оптимальная фильтрация случайных сигналов
- •2.4.4 Дискретные фильтры.Цифровые линейные фильтры (цф). Алгоритм линейной цифровой фильтрации, Методы синтеза цифровых фильтров
- •2.4.4.1 Дискретное преобразование Фурье.
- •2.4.4.2 Теория z-преобразования
- •2.4.4.3 Принцип цифровой обработки сигналов
- •2.4.4.4 Реализация алгоритмов цифровой фильтрации
- •2.5 Принципы адаптивной фильтрации
- •2.5.1 Классификация адаптивных систем
- •2.5.2 Адаптивный линейный сумматор
- •2.5.3. Оптимальный весовой вектор
- •2.5.3.1 Метод градиентного поиска оптимального вектора w
- •2.5.3.2 Метод Ньютона для многомерного пространства
- •3.1 Модуляторы ам-сигналов. Способы осуществления амплитудной модуляции
- •3.1.1 Принцип работы амплитудного модулятора.
- •3.1.2 Получение сигналов с балансной модуляцией.
- •3.2 Методы получения угловой модуляции
- •Структурная схема радиоприемника модулированных сигналов. Элементы схемы. Понятие промежуточной частоты и зеркального канала. Демодуляция (детектирование) ам-сигналов
- •Как выбирается промежуточная частота:
- •3.3.1 Методы реализации преобразований частоты
- •3.3.3 Детектирование модулированных сигналов
- •3.3.4 Синхронный детектор ам-сигналов
- •3.3.5 Квадратичное детектирование
- •3.4 Демодуляция сигналов с угловой модуляцией
- •3.4.1Фазовые детекторы (фд)
- •Детекторы чм- сигналов
- •Список литературы
3) Смещение спектра сигнала
Применим (1.48) к произведению s(t)cos(0t+)
Первый интеграл в правой части есть не что иное, как спектральная плотность функции s(t)при частоте—0, а второй интеграл — при частоте +0. Поэтому полученное выше соотношение можно записать в форме
, (1.58)
где S() — спектральная плотность сигнала s(t).
Из выражения (1.58) вытекает, что расщепление спектра S()на две части, смещенные соответственно на +0и —0, эквивалентно умножению функцииs(t)на гармоническое колебаниеcos0t(при= 0).
Дифференцирование и интегрирование сигнала
Дифференцирование сигнала (t) можно трактовать как почленное дифференцирование всех гармонических составляющих, входящих в его спектр. Но производная функцииравна,из чего непосредственно вытекают следующие соответствия:
, . (1.59)
К этому результату можно прийти также из общего преобразования Фурье
Первое слагаемое в правой части обращается в нуль, поскольку при (условие интегрируемости сигнала).
Аналогичным образом можно показать, что сигналу
соответствует спектральная плотность
. (2.60)
Следует, однако, подчеркнуть, что в отличие от операции iS1() операция (1/i)S2() законна только для сигналов, отвечающих условииS(0) = 0, т. е. для сигналов с нулевой площадью
.
Сложение сигналов
Так как преобразование Фурье, определяющее спектральную плотность заданной функции времени, является линейным, очевидно, что при сложении сигналов обладающих спектрамисуммарному сигналусоответствует .спектр
Произведение двух сигналов
Пусть рассматриваемый сигнал s(t) является произведением двух функций времениf(t) иg(t).
Используя общую формулу (2.48), определяем спектр сигнала s (t)
.(1.61)
Каждую функцию f (t)иg(t) можно представить в виде интеграла Фурье.
Подставляя в (1.61) второй из этих интегралов, получаем
.
Заключенный в квадратные скобки интеграл по переменной tпредставляет собой спектральную плотность функцииf(t) при частоте —х, т. е.F ( —x). Следовательно,
. (1.62)
Итак, спектр произведения двух функций времени f(t) и g(t)равен, (с коэффициентом 1/2π) свертке их спектровF()иG().
Из выражений (1.61) и (1.62) в частном случае - 0 вытекает следующее равенство:
Заменяя в последнем выражении xна, получаем
(1.63)
где F* () =F(—) — спектральная функция, комплексно-сопряженная функцияF().
Аналогично можно показать, что произведению двух спектров F() х G() = S()соответствует функция времениs(t), являющаяся сверткой функцийf(t) и g(t):
. (1.64)
Последнее выражение особенно широко используется при анализе передачи сигналов через линейные цепи. В этом случае функции времени f(t) и g(t)имеют смысл соответственно входного сигнала и импульсной характеристики цепи ,aF()и G()— спектральной плотности сигнала и передаточной функции цепи.
1.2.4 Геометрическое представление сигналов
Рассмотренные способы разложения произвольных сигналов по заданной системе ортогональных функций можно вывести из общей теории линейных пространств, составляющей один из разделов высшей алгебры.
Действительно, пусть сигнал s(t)с конечной энергиейЭпредставлен в виде обобщенного ряда Фурье (1.14):
(1.65)
Предполагается, что первые тслагаемых ряда обеспечивают требуемую точность представления сигналаs(t).
Ранее были установлены следующие соотношения между энергиейЭ, нормойфункцииs(t), обозначаемой ||s||, и спектральными коэффициентамисп(действительного сигнала):
(1.66)
,
. (1.67)
В этих выражениях обозначает интеграл по интервалу времени T, а — норму базисной функции.
Выражение (1.67) ничем не отличается от известного из векторной алгебры определения нормы вектора Sвm-мерном линейном (векторном) пространстве. Это позволяет поставить в соответствие сигналуs(t)векторS, проведенный из начала координат в соответствующую точку пространства. При этом слагаемое(t)должно трактоваться как проекция вектораSнаn-ю ось системы координат.
При использовании ортонормированной системы, когда . выражение (1.67) принимает вид
(1.68)
В этом случае является нормой единичного вектора (орта), определяющего направлениеп-й оси системы координат, а вектор сигналаs(t) можно записать в виде вектора-строки
(1.69)
В этом смысле можно говорить о пространстве, каждый элемент которого является вектором, представляющим определенный сигнал; можно также говорить, что каждая точка в пространстве сигналов, являющаяся концом вектора, проведенного из начала координат, соответствует определенному сигналу.
Длина вектора (норма), как это вытекает из (1.68), равна .
Следовательно, всем сигналам с одинаковой энергией Э, независимо от их формы,соответствуют точки, расположенные на многомерной сфере радиуса.
Пространство сигналов является функциональным, поскольку каждый его элемент характеризуется не мгновенным значением s(t), а некоторым функционалом отs(t).К таким функционалам относятся, например, энергия сигналаtи спектральные коэффициенты
Для иллюстрации понятия «пространство сигналов» удобна базисная функция вида (ряд Котельникова), когда коэффициентами ряда (1.91) являются отсчеты самого сигналаs(t) в моменты времениt=nΔt , так что выражение (1.94) принимает вид
. (1.70)
Этот частный случай интересен тем, что координатами сигнальной точки (конца вектора S) в пространстве сигналов являются отсчеты сигналаs(t)в дискретные моменты времени t=nΔt.
Множество функций s(t),для которых норма (1.67) ограничена (сигналы с конечной энергией), называются пространством. Если такие сигналы определены на интервалеТ, то используется обозначение(Т).
Для передачи сигналов по каналу с помехами, а также для разрешения сигналов основное значение имеет не положение сигнальной точки в пространстве сигналов, а расстояние между точками, представляющими различные сигналы. Для выяснения смысла термина «расстояние между сигналами» воспользуемся известными свойствами скалярного произведения векторов.
Пусть имеются два вектора X, У,заданные своими координатами, соответственно
и;,
Скалярное произведение (X,Y) определяется выражением
(1.71)
С другой стороны, (X, Y) желательно выразить через функции времениx(t), y(t)соответствующие векторам X,Y.
Из векторной алгебры известно соотношени
. (1.72)
В справедливости этого соотношения нетрудно убедиться подстановкой в (1.72)
.
После перемножения сумм получим два вида слагаемых: с одинаковыми и с разными индексами. В силу попарной ортогональности базисных функций слагаемые второго вида после интегрирования обращаются в нуль. Интегрирование слагаемых первого вида приводит к выражению (1.71).
Учитывая, что правая часть равенства (1.72) есть не что иное, как взаимная корреляционная функция детерминированных сигналов х(t)иу(t) (при сдвиге) [см. (1.134)], приходим к важному результату
. (1.73)
Из этого соотношения следует, что если сигналы взаимно некоррелированны [Вху(0) = 0], то соответствующие им векторы ортогональны [(X,Y) == 0].
В частном случае Y= X выражение (1.73) дает равенство
(1.74)
т. е. квадрат нормы вектора X совпадает с определением корреляционной функции сигнала х(t)(при).
На основе приведенных выше соотношений нетрудно определить расстояние между двумя сигнальными точками в пространстве сигналов как норму разностного вектора X—Y:
.
Квадрат этой нормы равен скалярному произведению вектора X—Yна вектор X—Y
.
Для скалярного умножения векторов верен распределительный закон, т. е.
.
Следовательно,
.
С учетом (1.73) и (1.74) получаем
(1.75)
где - «энергия взаимодействия».
Из (1.75) видно, что расстояние между сигнальными точками, соответствующими сигналам х(t)иу(t), зависит как от энергии каждого из сигналов, так и от взаимной корреляционной функции.
Известно, что скалярное произведение можно записать в форме
где — угол между векторами X иY. Таким образом,
Используя формулы (1.73) и (1.74), записываем последнее равенство следующим образом:
Итак, расстояние между сигнальными точками и угол между соответствующими им векторами полностью определяются энергиями сигналов х(t),у(t)и энергией взаимодействия между ними.
Вопросы для самопроверки
1.Назовите основные свойства преобразования Фурье.
2.Что называется спектром детерминированного сигнала?
3.Какие базисные функции называются ортогональными, ортонормированными?
4.Что называется нормой базисной функции и чему она равна для тригонометрических функций?
5.Как выглядят спектры для одного и того же сигнала по системе экспоненциальных и тригонометрических функций?
6.Назовите физический смысл спектральной плотности для непериодического сигнала?