- •Лекционный материал по курсу
- •1 Измерительные сигналы
- •1.1 Классификация измерительных сигналов и сигналов помех
- •1.2 Математическое описание детерминированных измерительных сигналов. Сигналы и их математические модели
- •1.2.1 Представление произвольного сигнала в виде суммы элементарных колебаний
- •1.2.2 Гармонический анализ периодических сигналов
- •1.2.3 Гармонический анализ непериодических сигналов
- •1.2.3.1 Основные свойства преобразования Фурье
- •1) Сдвиг сигналов во времени
- •3) Смещение спектра сигнала
- •1.2.4 Геометрическое представление сигналов
- •1.3 Корреляционный анализ детерминированных сигналов
- •Соотношение между корреляционной функцией и спектральной характеристикой сигнала
- •1.4 Модулированные сигналы
- •1.4.1 Радиосигналы с амплитудной модуляцией
- •1.4.1.1 Спектр амплитудно-модулированного колебания
- •1.4.2 Угловая модуляция. Фаза и мгновенная частота колебания
- •1.4.2.1 Спектр колебания при гармонической угловой модуляции
- •1.4.3 Огибающая, фаза и частота узкополосного сигнала
- •1.4.4 Аналитический сигнал
- •1.5 Математическое описание случайных измерительных сигналов
- •1.5.1 Основные характеристики случайных сигналов
- •1.5.2 Спектральная плотность мощности случайного процесса
- •1.5.3 Соотношение между спектральной плотностью и ковариационной функцией случайного процесса
- •1.6 Квантование, дискретизация и кодирование сигналов
- •1.6.1 Дискретизация непрерывных сигналов по времени
- •1.6.2 Представление сигналов с ограниченной полосой частот в виде ряда Котельникова
- •1.6.3 Связь между спектром сигнала s(t) и спектром базисной функции φn (t)
- •1.6.4 Восстановление сигналов по их отсчётам
- •Неограниченность спектров реальных сигналов
- •Отклонение фнч от идеальных
- •1.6.5 Задачи теории кодирования
- •1.6.5.1 Корректирующие коды
- •1.6.5.2 Систематические коды
- •Методы образования циклического кода
- •1.6.5.3 Непрерывные коды
- •2 Анализ прохождения измерительных сигналов через
- •2.1 Анализ прохождения измерительных сигналов через линейные цепи
- •2.1.1 Спектральная плотность мощности и корреляционная функция случайного процесса на выходе цепи
- •2.2 Анализ прохождения измерительных сигналов через нелинейные цепи
- •2.2.1 Безынерционные нелинейные преобразования
- •2.2.2 Внешние характеристики безынерционных нелинейных элементов
- •2.2.3 Спектральный состав тока в безынерционном нелинейном элементе при гармоническом внешнем воздействии
- •2.3 Классификация и основные характеристики фильтров
- •2.4 Фильтрация измерительных сигналов
- •2.4.1 Основные задачи при приёме сигналов
- •2.4.2 Согласованный линейный фильтр
- •2.4.3 Оптимальная фильтрация случайных сигналов
- •2.4.4 Дискретные фильтры.Цифровые линейные фильтры (цф). Алгоритм линейной цифровой фильтрации, Методы синтеза цифровых фильтров
- •2.4.4.1 Дискретное преобразование Фурье.
- •2.4.4.2 Теория z-преобразования
- •2.4.4.3 Принцип цифровой обработки сигналов
- •2.4.4.4 Реализация алгоритмов цифровой фильтрации
- •2.5 Принципы адаптивной фильтрации
- •2.5.1 Классификация адаптивных систем
- •2.5.2 Адаптивный линейный сумматор
- •2.5.3. Оптимальный весовой вектор
- •2.5.3.1 Метод градиентного поиска оптимального вектора w
- •2.5.3.2 Метод Ньютона для многомерного пространства
- •3.1 Модуляторы ам-сигналов. Способы осуществления амплитудной модуляции
- •3.1.1 Принцип работы амплитудного модулятора.
- •3.1.2 Получение сигналов с балансной модуляцией.
- •3.2 Методы получения угловой модуляции
- •Структурная схема радиоприемника модулированных сигналов. Элементы схемы. Понятие промежуточной частоты и зеркального канала. Демодуляция (детектирование) ам-сигналов
- •Как выбирается промежуточная частота:
- •3.3.1 Методы реализации преобразований частоты
- •3.3.3 Детектирование модулированных сигналов
- •3.3.4 Синхронный детектор ам-сигналов
- •3.3.5 Квадратичное детектирование
- •3.4 Демодуляция сигналов с угловой модуляцией
- •3.4.1Фазовые детекторы (фд)
- •Детекторы чм- сигналов
- •Список литературы
1.6 Квантование, дискретизация и кодирование сигналов
1.6.1 Дискретизация непрерывных сигналов по времени
Под дискретизацией непрерывного по временем сигнала s(t) понимают представление сигнала его мгновенными значениями (отсчётами)s(kTд), гдеk= …, –1, 0, 1, 2, …;Tд– интервал дискретизации. Последовательность отсчётов изображают вертикальными линиями высотойs(kTд) (рис. 1.21) и называют ее дискретным сигналомsд(t).
В реальных устройствах отсчет сигнала s(kTд) – это импульс с амплитудойs(kTд) и длительностьюTд, начинающийся в момент времениkTд. Но, обычно,<<Tд(рис. 1.21). Устройство, которое формирует отсчеты, называется дискретизатором. В случае<<Tддискретизатор – это ключ, замыкающий цепь от источника к нагрузке на время(рис. 1.22). Если=Tд, то используют устройство выборки-хранения, которое состоит из ключа, замыкающегося на очень короткое время, и конденсатора, запоминающего значение отсчета на время до следующего отсчета.
Аналитическое выражение дискретного сигнала sд(t):
sд(t) =s(t)(t) =s(t), (1.162)
где (t) – последовательность отсчетных импульсов, определяющих моменты времени, в которые берутся отсчёты сигнала,и длительность импульсов на выходе дискретизатора;
h(t) – отсчетный импульс:
h(t) =(1.163)
Спектр дискретного сигнала. Преобразование Фурье правой части выражения (1.161) определяет спектральную плотностьSд(j2f) дискретного сигнала
Sд(j2f) =, –<f<, (1.164)
где fд= 1/ Tд– частота дискретизации;
an=– (1.165)
коэффициенты разложения последовательности импульсовh(t) в ряд Фурье; поскольку << Tд, то для малых значенийnкоэффициенты практически не зависят отn, то естьan = /Тд;
S(j2f) – спектральная плотность непрерывного сигналаs(t).
Из (1.164) следует, что спектр дискретного сигнала – это сумма спектров S(j2f) непрерывного сигналаs(t), смещенных один относительно другого на величинуfди убывающих с увеличениемnв соответствии с выражением (1.165).
Для первичных сигналов электросвязи характерно, что их спектры примыкают к нулевой частоте. На рис. 1.23, априведен амплитудный спектр произвольной формыS(f) первичного сигнала, который простирается до максимальной частотыFmax.
Далее на рис. 1.23 изображены амплитудные спектры сигналов, которые могут иметь место при дискретизации сигнала со спектром, приведенным на
рис. 1.23, а- амплитудный спектр произвольной формыS(f);
рис. 1.23, б– спектрS(f) последовательности отсчетных импульсов(t), построенный на основе представления(t) рядом Фурье:
(t) =cos(2nfдt);
рис.1.2 3, в– спектрSд(f) дискретного сигнала, еслиfд> 2Fmax;
рис. 1.23, г– спектрSд(f), еслиfд= 2Fmax;
рис. 1.23, д– спектрSд(f), еслиfд< 2Fmax.
1.6.2 Представление сигналов с ограниченной полосой частот в виде ряда Котельникова
В теории и технике сигналов широко используется теорема Котельникова (теорема отсчетов): если наивысшая частота в спектре функции s (t) меньше, чем fт, то функция s (t) полностью определяется последовательностью своих значений в моменты, отстоящие друг от друга не более чем на 1/2fт секунд.
В соответствии с этой теоремой сигнал s(t),ограниченный по спектру наивысшей частотой, можно представить рядом
. (1.166)
В этом выражении 1/2fm = Δtобозначает интервал между двумя отсчетными точками на оси времени, аs(n/2fm) = s (nΔt)— выборки функцииs(t)в моменты времени t = nΔt.
Представление заданной функции s(t)рядом (1.166) иллюстрируется рис. 1.24.
Функция вида
(1.167)
обладает следующими свойствами:
Рис. 1.24. Представление сигнала рядом Котельникова
а) в точке t=nΔt - φn(nΔt) = 1,а в точкахt=kΔt,гдеk— любое целое положительное или отрицательное число, отличное отп,φn (kΔt)=0;
б) спектральная плотность функции φ0(t)равномерна в полосе частот |ω|< ωти равна 1/2fm— π/ωm.
Так как функция φn(t)отличается отφ0(t)только сдвигом на оси времени напΔt,то спектральная плотность функцииφп (t)
. (1.168)
Модуль этой функции изображен на рис. 1.25, б.
То, что ряд (1.166) точно определяет заданный сигнал s(t) в точках отсчета, не требует дополнительных доказательств, поскольку коэффициентами ряда являются сами выборки из функции, т. е. величиныs(nΔt).Можно доказать, что ряд (1.166) определяет функциюs(t)в любой моментt, а не только в точках отсчетаt — nΔt.Воспользуемся для этого общими правилами разложения функции по ортогональной системе. В данном случае разложение производится по функциям вида (1.167), для которых интервал ортогональности равен бесконечности, а норма:
.
Рис.1.25. Связь между спектром сигнала s(t) и спектром базисной функцииφn(t)
Не предрешая заранее значения коэффициентов ряда (1.166), применяем для их определения общую формулу, справедливую для обобщенного ряда Фурье
. (1.169)
При этом исходим из условия, что s(t)— квадратично-интегрируемая функция (энергия сигнала конечна).
Для вычисления интеграла в выражении (1.169) воспользуемся формулой (1.170)
Пределы интегрирования здесь приведены в соответствии с заданной граничной частотой ωm=2πfmв спектре сигнала, а также в спектре функцииφn(t).
Интеграл в правой части (1.169) с коэффициентом 1/2π есть не что иное, как значение s(t)в моментt=nΔt.Таким образом,
Подставляя этот результат в (1.170), получаем окончательное выражжение
,
из которого следует, что коэффициентами ряда (1.166) являются выборки функции s(t)в точкахt = nΔt.
Поскольку ограничение спектра конечной наивысшей частотой обеспечивает непрерывность функции s(t),ряд (1.166) сходится к функцииs(t) при любом значенииt.