21.4. Генераторы колебаний радиочастоты

Рассмотренный (см. п. 21.3) коле­бательный контур будет служить источником незатухающих колебаний радиочастоты только в том случае, если , его для компенсации потерь ^чопгнн a mnnnTKRjiPHHH r пепиоличе-

ски возбуждать переменной э.д.с,

например подключать с частотой

юо= \/л]ТС~ к источнику постоянного напряжения (рис. 21.8, а). Роль безынерционного ключа может иг­рать транзистор, на базу которого подается управляющее (возбуждаю­щее) напряжение и_у (рис, 21.8, б). Если напряжение и_у одним из трех способов (см. рис. 21.7, а, б, в) снимать с собственного контура и подавать по цепи обратйгой связи на базу транзистора, то в подобной схеме, получившей название генера­тор с самовозбуждением, при опреде-ленныхусловиях возникнут незатуха­ющие колебания радиочастоты. Если напряжение и_у подается от внешнего источника колебаний, то схема называется генератор с внешним возбуждением.

Транзисторный генератор с само­возбуждением ' (автогенератор) — это источник колебаний радиочасто­ты, содержащий следующие основ­ные элементы: колебательный контур, транзистор с цепями питания и цепь обратной связи. На рис. 21.9, а приведен генератор с самовозбуж­дением и трансформаторной обрат­ной связью, элементом которой является катушка индуктивности L1, включенная в цепь базы и связанная взаимной индукцией М с катушкой индуктивности контура L.

При включении источника посто­янного коллекторного напряжения -\-Е_к в цепи возникнет ток переходно­го процесса, которым зарядится

конденсатор С, и в контуре возникнет колебательный процесс. В одиночном контуре этот процесс был бы затухающим (см. рис. 21.3). В дан­ной схеме переменный ток контура /ь протекая по L, индуктирует в Ы цепи обратной связи переменную э.д.с, в результате чего на базе транзисто­ра появляется переменное напряже­ние ив, вызывающее в коллекторной цепи переменный ток /_к. Последний, протекая по контуру, создает в нем вторичный ток i%. Если амплитуда i% будет достаточной и он совпадет по фазе с первичным током i\, то суммарный ток контура /_КОнт возра­стет по амплитуде. Это вызовет увеличение соответственно амплитуд «б, к, к, вновь г'конт и вместо затухающих в контуре появятся возрастающие по амплитуде колеба­ния. За счет нелинейности проходной характеристики транзистора i_K=f(ee) при определенной амплитуде ив рост амплитуды /_к, а следовательно, 4онт прекратится и наступит стацио­нарный режим, при котором на выходе генератора будет существо­вать напряжение и_вых = £/_rcosco_r/ с по­стоянной амплитудой U_T и частотой о)_г, определяемой параметрами кон­тура (Л_г = ьл₀=\/л,ГиТ.

На рис. 21.9, б, в приведены варианты схем генераторов с само­возбуждением с автотрансформа­торной и емкостной обратными связями, процесс возникновения ко­лебаний в которых протекает анало­гично.

Для того чтобы контурные токи и и i₂ были синфазны, необходимо обеспечить сдвиг по фазе на 180° между напряжениями u& и и_К. Это есть первое условие самовозбуждения, которое ре-

ализуется в схеме на рис. 21.9, а трансформатором LL1, а в схемах на рис. 21.9 б, в за счет колебатель­ных контуров второго и третьего видов с заземленными средними точками соответственно в индуктивной и емко­стной ветвях.

Для того чтобы ток (2 имел достаточно большую амплитуду для компенсации потерь в контуре, коэффициент обратной связи необхо­димо выбирать исходя из неравен­ства Кобр = иб/и_к^ (l/F2iZ_p), кото­рое является вторым условием самовозбуждения.

Выполнение условия Коб_Р> > (l/YnZp) в начальный момент времени значительно облегчается, если на базу транзистора от источни­ка Е_к с помощью сопротивлений RJ и R2 подать положительное напряжение смещения Еъ и устано­вить рабочую точку на участке характеристики транзистора i_K=/(g₆) с максимальной крутизной (наиболь­шим значением) проводимости Y2i=di_K/dee. При возрастании амп­литуды колебаний в базовой цепи появится ток, постоянная составляю­щая которого /_Бо создает на сопро­тивлении R3 отрицательное напряже­ние £'б=/бо/?з, за счет чего при дальнейшем росте /бо рабочая точка на характеристике сдвинется в об­ласть с меньшим значением Yi\ и второе условие самовозбуждения в стационарном режиме примет вид

Кобр = (l/J^lZp) .

Процесс самовозбуждения, при котором амплитуда колебаний возра­стает плавно и который в связи с большим исходным значением Y%\ не требует большого коэффициента обратной связи Кобр, называется «мяг­ким» ПеЖИМПМ Г-ЯИПВП^Ч»

Если отпирающее напряжение смещения на базе транзистора в силу неудачного выбора значений пара­метров Rl, R2 и R3 недостаточно велико и исходное значение У₂1 мало, то для выполнения второго условия самовозбуждения требуется обеспе­чить большой коэффициент обратной связи. В этом случае амплитуда колебаний возрастает скачком, а ре­жим получил название «жесткого» режима самовозбуждения.

Схемы автогенераторов приведе­ны в виде эквивалентной трехто­чечной схемы (рис. 21.10), в которой реактивные элементы контуров вто­рого и третьего видов включены между тремя электродами (точками 1, 2, 3) транзистора. Для выполнения первого условия самовозбуждения реактивные сопротивления Х2 и Хъ должны иметь одинаковые знаки, противоположные знаку Xi. Если Х₂>0, Хз>0, a Xi<0, то схема эквивалентна автогенератору на рис. 21.9, б, при Х₂<0, Х₃<0, Xi>0 — автогенератору на рис. 21.9, в. Вто­рое условие самовозбуждения для тпехточечной схемы ,

Схемы автогенераторов содержат ряд вспомогательных элементов:

индуктивность L_K, которая исклю­чает прохождение коллекторного тока радиочастоты через источник Е_к и имеет для этого большое сопро­тивление (ыо^к^ lOZp);

блокировочный конденсатор С₆\, который исключает короткое замыка­ние источника Е_к через катушку индуктивности контура (см. рис. 21.9, а, б) и попадание напряжения Е_к на базу транзистора (см. рис. 21.9, в);

блокировочный конденсатор Св2, который исключает короткое замыка­ние базовой цепи для постоянного тока через цепь обратной связи и сопротивление которого, так же как и сопротивление Св\ для переменного тока, должно быть минимальным (l/cooC₆<Z_p/10);

разделительный конденсатор С_р> изолирующий схему по постоянному току от последующих каскадов, возбуждаемых напряжением м_ВЫх-

Главным требованием к генерато­ру с самовозбуждением является высокая стабильность частоты коле­баний. В реальных условиях ряд факторов внешней среды (вибрация, емкостные влияния окружающих предметов, изменения температуры, влажности и др.) изменяют пара­метры контура С и L, что вызы­вает отклонения частоты от номи­нального значения /₀ на величину А/. Отношение А///_о называется относительной нестабильностью час­тоты, и для рассмотренных схем А///о=Ю~²Ч- 10~³. По современ­ным нормам А///_о у генераторов аппаратуры радиосвязи должно быть не более 10~⁵ — 10~^б, что требует применения мер по стабилизации частоты. Наиболее радикальной ме­рой является использование в схемах пластин кварца.

Генераторы с самовозбуждением с кварцевой стабилизацией частоты. Пластина кварца обладает пьезоэф-фектом, т. е. совершает механические колебания в переменном электриче­ском поле, сопровождающиеся появ­лением на ее гранях электрических потенциалов. Амплитуда электроме­ханических колебаний при определен­ной частоте резко возрастает. Следо­вательно, кварцевая пластина явля­ется электромеханической колеба­тельной системой, обладающей резонансными свойствами и имеющей резонансную частоту, Гц, /i = = 3- \0^&/К_ъс1, где К_в — волновой ко­эффициент, зависящий от способа вы­резания ее из кристалла кварца (/Св = 100Ч- 150); d — толщина пла­стины, мм.

Подобная система эквивалент­на контуру последовательного ти­па (рис. 21.11, а) с резонанс­ной частотой /, = 1/2лУUC_K и с очень большой добротностью <?=(соо/._к//-_к) = 10³-М0⁵. Парамет-

ПК1 Г* I га

ми аналогами механических свойств пластины. Последняя подключает­ся к источнику колебаний с по­мощью кварцедержателя (рис. 21.11, б), обладающего емкостью Со, которая изменяет эквивалентную схему (рис. 21.11, в), добав­ляя вторую резонансную часто­ту /₂ = (2л_л/1^С^/С_к+"СГ¹ (рис. 21.11, г). Обычно Со>С_к, (/г/Л) = 1 +О,5С_к/Со, следовательно, /г и Л очень близки друг к другу.

Строго упорядоченная кристалли­ческая структура пластины кварца гарантирует слабую зависимость толщины d от внешних факторов и высокую стабильность частоты f\. Эти факторы при выполнении усло­вия Со1>Ск слабо влияют и на частоту /г. Частота собственных колебаний системы лежит в узком интервале Л</к</2 и за счет постоянства Л ^и h имеет высокую стабильность, которую невозможно получить у обычных колебательных контуров (Af/f_K=l0-⁵~ 1(Г⁶). Это и определило широкое использование кварцевых пластин для стабилизации частоты автогенераторов.

Схемы кварцевых автогенерато­ров строятся по тем же принципам, что и схемы обычных автогенерато­ров с автотрансформаторной и емко­стной обратной связями (см. рис. 21.9, б, в) и их эквивалентная схема

(см. рис. 21.10). При этом необходи­мо учесть следующее:

кварцевая пластина на частоте собственных колебаний /_к имеет индуктивный характер сопротивле­ния (см. рис. 21.11, г), поэтому включив ее вместо Xi(Ll на рис. 21.9, б), получим схему автогенерато­ра с автотрансформаторной обратной связью (рис. 21.12), а вместо Х\ (L на рис. 21.9, в) —емкостной обратной связью (рис. 21.13);

в рассмотренных схемах (см. рис. 21.9, б, в) частота колебаний генератора зависит от всех элементов контура Х\, Х2, Хз, а в схемах на рис. 21.12, 21.13 она определяется только частотой колебаний кварцевой пла­стины/вых = /_к; остальные реактивные элементы, например L2 и С (см. рис. 21.12), необходимы только для образования цепи обратной связи и выполнения условий самовозбуж­дения. В схеме рис. 21.13 эту задачу выполняют емкости переходов тран­зистора Свз, С_Кэ и включение обычных конденсаторов не обяза­тельно.

На рис. 21.14, а приведена схема кварцевого автогенератора на диф­ференциальном усилителе в интег­ральном исполнении. Условия для образования емкостной трехточечной схемы созданы в левом плече усилителя на транзисторе VT1 (см.

рис. 21.13). Выходной сигнал сни­мается со второго плеча усилите­ля через эмиттерный повторитель на транзисторе VT5, что уменьшает влияние внешней нагрузки на ста­бильность частоты колебаний. Име­ются примеры построения кварцевых автогенераторов и на операционных усилителях (рис. 21.14, б).

В аппаратуре радиосвязи необхо­димо иметь несколько высокоста­бильных по частоте колебаний или одно колебание с дискретно перестра­иваемой частотой. Для этого исполь­зуются или несколько кварцевых автогенераторов, или синтезатор частот с одним опорным кварцевым автогенератором.

В автогенераторах ультравысоких и сверхвысоких частот вместо транзи­сторов используют специальные элек­тронные приборы: туннельные и ла-винно-пролетные диоды, клистроны, а в качестве колебательных конту­ров — объемные резонаторы.

Генератор с внешним возбужде­нием служит для усиления колебаний радиочастоты по напряжению и мощ-

ности, используя для этого мощность постоянного тока источника питания. Рассмотрим типовую схему транзи­сторного генератора с внешним возбуждением (рис. 21.15). На базу его транзистора подаются два напря­жения:

где Е_Б — напряжение смещения (пос­тоянное напряжение); Ue — напряжение возбуждения с амплитудой Uб от внешнего генератора колебаний радио­частоты.

Так как на коллектор транзисто­ра от коллекторного источника подано постоянное напряжение Е_к, то в коллекторной цепи протекает переменный ток U, форма которого зависит от соотношения между Еъ и U₆.

Для анализа формы тока k удобно использовать аппроксимацию проходной характеристики транзи­стора на рабочем участке в виде прямой линии с крутизной (Л/к/А^б) = ^21 и с началом в точке

еб = Ево, правомерную при большой амплитуде колебаний U₆:

В зависимости от формы тока i_K различают два режима работы генератора: режим колебаний перво­го рода (без отсечки тока) и режим колебаний второго рода (с отсечкой тока).

Подставив выражение (21.12) в формулу (21.13), имеем

В режиме колебаний пер­вого рода (в линейном ре­жиме) напряжение смещения £_б выбрано так, чтобы рабочая точка А находилась на середине рабочего участка характеристики /_к = /(еб), а амплитуда напряжения возбужде­ния была бы сравнительно мала. При этом ток г_к протекает непрерывно, имеет косинусоидальную форму, сов­падающую с формой напряжения, и содержит две составляющие: постоянную /ок и переменную с часто­той соо и амплитудой /i_K (рис. 21.16):

В коллекторную цепь вклю­чен параллельный колебательный контур LC, собственная частота ко-

1 торого м_к= ,— должна совпадать

с соо- Тогда он будет иметь для пере­менного тока г'к максимальное сопро­тивление Z_P = L/Cr (см. п. 21.3) и на нем появится напряжение с амплиту­дой U_K = I[_KZ_P, которое через конден­сатор С_р подается во внешнюю цепь. Мгновенное напряжение на кол­лекторе

Большое значение Z_p гарантирует получение большой амплитуды U_K, значение которой ограничивается лишь величиной E_K~^U_K. Поэтому, выбирая транзистор с большим напряжением £_к, можно получить U_K>U₆ и, следовательно, генератор

ний радиочастоты по напряжению с коэффициентом усиления

Мощность колебаний радиочасто­ты в контуре

На получение ее расходуется мощность постоянного тока источни­ка Я_к, равная P_m = EJ_0K. Эффектив­ность преобразования мощности ис­точника Рок в мощность Pik характе­ризуется значением КПД:

Так как в рассматриваемом режиме /ik</ok, a U_K^E_K, то т]<50 % (см. рис.. 21.16).

Напряжение возбуждения вызы­вает в базовой цепи переменный ток с амплитудой 1_1б, а следовательно, процесс возбуждения требует от внешнего генератора колебаний за­трат мощности Pi6 = 0,5[/₆/i6- Так как U_K>U₆, /i_K>/i6, то Лк>Я1б, и генератор можно считать усилите­лем колебаний радиочастоты по мощности с коэффициентом усиления

/(р=(Р.к/Р1б)>1.

В режиме колебаний вто­рого рода (в нелинейном режиме) подбором Ев рабочая точка А устанавливается на нижней части рабочего участка характери­стики /_K = f(e₆) или даже за его пределами. В результате при боль­шой амплитуде £/₆ ток коллектора протекает в виде косинусоидаль-ных импульсов с амплитудой /_тк и длительностью 2т (рис. 21.17). По оси абсцисс с безразмерным аргу­ментом ш/ длительность импульса удобно оценивать углом отсечки е = шт(О<0<я). При 9->-0импульсы имеют бесконечно малую длитель­ность; при 9 = л/2(£'б=£'бо) ток протекает в течение половины перио­да ив; при 8 = п(Еъ= Ь'й-\-Ево) к имеет косинусоидальную форму и ге­нератор переходит в режим колеба­ний первого рода (см. рис. 21.16). ■

формулы (21.12) в формулу (21.13) при со^ = 0, имеем

В соответствии с аппаратом рядов Фурье импульсный ток /_к можно представить в виде

где интересующие нас постоянная составляющая /_ок и амплитуда первой гармоники /_1к зависят только от /_тк и 0:

Поскольку контур по-прежнему настроен на частоту а»о, то только первая гармоника тока i_K создаст на нем падение напряжения с амплиту­дой

Мощность колебаний в контуре и мощность, расходуемая источником Е_к, соответственно

Функции угла отсечки ссо(6), <zi(9) и 7(6), которые при заданных значениях I_mK, U_K и Е_к определяют величины Рок, Р\к и т), представлены в виде графиков на рис. 21.18. В режи­ме колебаний второго рода при 90°<е<120° величины Р_ы и ц~ больше, чем аналогичные показатели при 8=180°, т. е. в режиме колебаний первого рода.

Ранее отмечалось, что напряже­ние возбуждения вызывает в базо'вой цепи ток k (см. рис. 21.17), значе­ние которого определяется соотно­шением между минимальным мгно­венным напряжением на коллекторе е_кт]„ = Е_к—U _к и максимальным мгновенным напряжением на базе

£бтах=£в+^б- В ЗаВИСИМОСТИ ОТ

соотношения между e_Kmin и е_6тах, а следовательно, между г'б и /_к в рамках режима колебаний второго рода различают дополнительно три режима работы генератора: недо-напряженный, перенапряженный и критический.

В недонапря женном ре­жиме, который имеет место при е₆тах<е_ктт, ток базы мал по сравнению с коллекторным. При

УСЛОВИИ <?б max>e_K min ТОК баЗЫ реЗКО

возрастает, становится сравнимым с коллекторным, а режим генерато­ра — перенапряженным. Про­межуточный режим между двумя названными режимами, имеющий место при условии е_6тахже_ктю, по­лучил название критического. В реальных генераторах подбором величин Еъ, Ue, £/_K = /i_KZ_H устанавли-яяшт кяк ппявило. коитический или

недонапряженный режим, так как

ПрИ ЭТОМ U_K>U₆, /lK>/l6, PlK>Pl6,

и генератор обеспечивает большой коэффициент усиления по мощности.

В транзисторных генераторах метрового и дециметрового диапазо­нов волн период усиливаемых коле­баний становится соизмеримым с вре­менем диффузии носителей заряда в области базы транзистора, за счет чего импульсы коллекторного тока деформируются, а коэффициент усиления уменьшается. Расчет энер­гетических параметров генератора при этом усложняется, поскольку входящая в соотношения для токов, напряжений и мощностей прямая проводимость транзистора У₂1 стано­вится комплексной величиной.

Однако в современных высокоча­стотных транзисторах с многоэмит-терной планарной структурой, изго­товленных по эпитаксиальной техно­логии, инерционность движения носителей заряда можно не учиты­вать вплоть до частот 1000 МГц.

При построении схем генераторов с внешним возбуждением (см. рис. 21.15) используются: индуктивность Ьь, которая исключает прохождение тока базы через источник £₆ и кон­денсатор С_б, который создает путь для переменного коллекторного тока.

Элементы L_K и С_р выполняют те же функции, что и в схеме транзи­сторного генератора с самовозбужде­нием (см. рис. 21.9). В маломощных генераторах индуктивности L_K и Ьъ могут быть заменены резисторами с соответствующими сопротивления­ми для переменного тока.

Если необходимо получить от генератора удвоенную мощность колебания P_iK при транзисторах малой мощности, применяют схемы

ным включением двух транзисторов. Схема с последовательным (двух­тактным) включением транзисторов в радиочастотном диапазоне почти не применяется, так как требует строгой симметрии транзисторных плеч. Схе­ма с параллельным включением транзисторов приведена на рис. 21.19. Нормальная работа генерато­ра требует уравнивания мощностей, рассеиваемых на коллекторах тран­зисторов. Последнее служит препят­ствием в построении указанным способом генераторов с выходной мощностью, на много превышающей мощность, отдаваемую одним транзи­стором. В таких случаях применяют специальные схемы сложения мощно­стей однотипных генераторов, в част­ности мостовые сумматоры.

В схеме на рис. 21.19 вместо параллельного колебательного кон­тура в коллекторной цепи транзисто­ров используется П-образный фильтр нижних частот. Он находит широкое применение в генераторах метровых и дециметровых волн, так как обеспечивает хорошее согласование сравнительно высокого выходного сопротивления генератора с малым сопротивлением нагрузки (входным сопротивлением следующего каскада или антенны), подавляя при этом паразитные гармоники сигнала, воз­никающие за счет нелинейного усиления.

Умножитель частоты предназна­чен для увеличения частоты колеба­ний в целое число раз. Необходи­мость в нем возникает в том случае, когда невозможно создать кварцевый автогенератор с высокой рабочей частотой.

В соответствии с определением операция умножения частоты запи­сывается в виде

где п = 2, 3, 4 ...— коэффициент умноже­ния.

В выполнении этой операции должен участвовать нелинейный или параметрический элемент, в спектре тока которого при косинусоидальном

бесконечное число гармоник с крат­ными частотами «шо- Для выделения нужной гармоники применим фильтр или колебательный контур, настро­енный на частоту этой гармоники и имеющий для нее максимальное сопротивление Z_p (см. рис. 21.5, а).

Таким образом, умножитель ча­стоты состоит из двух основных частей: нелинейного или параметри­ческого элемента и колебательного контура (рис. 21.20). Умножители частоты на параметрическом эле­менте относятся к классу варактор-ных. Умножители частоты с нелиней­ными элементами называются гармо­ническими и обычно строятся на базе генераторов с внешним возбуждени­ем (см. рис. 21.15), работающих в режиме колебаний второго рода, в спектре тока которых содержится бесконечное число гармоник [см. фор­мулу (21.16)]. Однако в отличие от генератора, являющегося усилите­лем, колебательный контур в коллек­торной цепи умножителя настраива­ется не на первую, а на одну из высших гармоник тока i_K, которая и создает в нем падение напряжения с амплитудой U_K = I_nKZ_p. Временная диаграмма, поясняющая работу ут-роителя частоты (п = 3), приведена на рис. 21.21.

Амплитуда га-й гармоники тока ('„ при кусочно-линейной аппроксима­ции характеристики /_к = /(е_б) связана с амплитудой импульсов /_тк соотно­шением /_Пк = /тка„(6), где а„(0) — функция угла отсечки при га = 2, 3, 4... (рис. 21.22). Для каждого га имеется оптимальный угол отсечки 8_opt, при выборе которого функция а_п(8), а следовательно, /_пк и U_BUx = Uk максимальны. Значения 9_opt, опреде­ляемые по формуле 0_opt= 120°/га, для удвоителя (га = 2) и утроителя (п = 3) частоты, равны соответ­ственно e_opt = 60°, e_opt=40°. Угол e_opt обеспечивается подбором £б и Ue-

С увеличением п амплитуды высших гармоник быстро уменьша­ются и коэффициент умножения одного каскада обычно не превышает трех. Для увеличения частоты в боль­шее число раз (га>3) используют

последовательное включение удвои­телей и утроителей.

Амплитуда U_K в интервале между импульсами U уменьшается за счет потерь энергии в контуре. Чтобы исключить это, необходимо или увеличивать добротность контура, или применять фильтры.

На рис. 21.23 приведена схема умножителя частоты, построенная на микросхеме дифференциального уси­лителя, в котором нелинейный режим работы устанавливается подбором напряжения смещения на базе VT2 — Есм, а для выделения требуе­мой гармоники тока в коллекторную цепь транзистора VT1 включен двухконтурный фильтр.

Последовательно включенные ав­тогенератор, умножители частоты и генераторы с внешним возбуждени­ем образуют радиотракт передатчи­ка, на выходе которого можно получить колебание радиочастоты заданных частоты, амплитуды и мощ­ности. Перед тем как подать его в антенну, необходимо осуществить процессы модуляции или манипуля­ции.

вида модуляции: амплитудную-и уг­ловую. Последняя имеет две разно­видности: фазовую и частотную. Амплитудная модуляция применя­ется только в системах радиовеща­ния, поэтому ниже рассмотрим лишь два вида угловой модуляции.

Фазовая модуляция (ФМ). При ФМ по закону передаваемого со­общения изменяется фаза ср тока радиочастоты. Заменяя реальный сигнал, имеющий сложную вре­менную структуру и широкий спектр частот, идеальным синусоидальным колебанием звуковой частоты (рис. 21.24, а), получим

где фо — среднее значение фазы (в даль­нейшем фо = О);

Аф — максимальное отклонение фа­зы, пропорциональное U_T и на­зываемое индексом ФМ (рис. 21.24, б).

Мгновенное значение фазомоду-лированного тока радиочастоты по­лучим, подставив формулы (21.20), (21.19) в выражение (21.18) и учтя, что при со = coo = const Ф = mt + ф.

После преобразования

21.5. Управление колебаниями радиочастоты

Процесс управления одним из параметров колебаний радиочастоты в соответствии с передаваемым телефонным (телеграфным) элект­рическим сигналом называется м о -дуляцией (манипуляцией). Ток (напряжение) радиочастоты

где Ф(<) — мгновенная фаза (фазовый угол) колебания.

Мгновенная фаза связана с часто­той со и начальной фазой ср следую­щими соотношениями:

В зависимости от того, какой параметр колебания является объ-

рктпм чппяилриия пячличяют яня

Соотношения cos[AcpsinQf] и sin[AcpsinQ/] удобно представить в ви­де рядов Фурье, косинусоидальные члены которых имеют соответственно четные и нечетные значения аргу­ментов nQt и амплитуды, определя-. емые значениями функций Бесселя первого рода n-го порядка /„(Дф). С учетом этого

Таким образом, в спектре ФМ-ко-лебаний содержится ток несущей частоты соо с амплитудой //₀(Аф) и бесконечное число токов боковых частот con-4-nQ с амплитудами

//„(Аф) (рис. 21.24, s). При Лф<С30° значения функций /„(Аф) с ростом п быстро уменьшаются и в спектре ФМ-колебаний достаточно учесть лишь ближайшие к соо боковые частоты («= 1, 2).

При модуляции реальным теле­фонным сигналом в спектре ФМ-тока вместо боковых частот появляются боковые полосы частот (рис. 21.24, г).

В основу наиболее распростра­ненного способа осуществления ФМ положено свойство колебательного контура изменять характер и значе­ние реактивного сопротивления при расстройке контура относительно частоты протекающего через него тока (см. рис. 21.5, б). При этом фаза напряжения на контуре сдвигается относительно фазы тока на угол Аф, значение и знак которого зависят от величины и направления расстрой­ки Аи:

Расстройку контура удооно про­изводить с помощью варикапа, значение барьерной емкости которого зависит от запирающего напряжения на р — га-переходе.

Рассмотрим схему генератора с внешним возбуждением, в которой осуществляется ФМ (рис. 21.25). Параллельно колебательному конту-

ру в коллекторной цепи включен варикап VI, к которому приложено постоянное напряжение —Е_о и на­пряжение звуковой частоты и_т. При с/_т = 0 варикап имеет емкость Со, собственная частота контура а>о = [л]ЦС-\-Со ~' совпадает с час­тотой коллекторного тока i_K и фаза напряжения на выходе постоянна. Появление на варикапе напряжения звуковой частоты u_T = U_TsmQt (рис. 21.26, а) вызовет изменения:

емкости варикапа с максималь­ным отклонением от Со на величину ДС = £/_Т (рис. 21.26, б, в);

частоты контура с расстройкой А_ш = АС==и_т (рис. 21.26, г); '

фазы напряжения на контуре с индексом Аф = Дсо==ДС= £/_т (рис. 21.26, д, в).

Промодулированное по фазе на­пряжение «ф_м снимается с контура и через разделительный конденсатор С_Р1 подается к последующим каска­дам передатчика.

Для сохранения строгой пропор­циональности между Аф и U_r, которая может быть нарушена из-за нелинейности характеристик C — f(e) и Аф = /(Асо), индекс модуляции ограничивается Аф<л/6.

Для объединения трактов радио и звуковой частоты (см. рис. 21.25) предусмотрены: трансформа­тор, напряжение звуковой частоты

г)

с вторичной обмотки которого по­дается последовательно с напряже­нием — Ей на варикап VI; конден­сатор С_б для прохождения тока зву­ковой частоты, минуя источник Eo(QC₆)~^l<^U; индуктивность 1д с малым сопротивлением для тока звуковой частоты и большим для тока радиочастоты (QZ-д-СыАд); конденсатор С_Р2, исключающий ко­роткое замыкание источника —Ео через катушки индуктивности Z,2, Z-д, L.

Частотная модуляция (ЧМ). При ЧМ по закону передаваемого сообще­ния изменяется частота тока радио­частоты. Пусть, как и прежде, модуляция осуществляется гармони­ческим колебанием звуковой частоты (рис. 21.27, а), тогда для закона изме­нения радиочастоты имеем выраже­ние (рис: 21.27, б):

где шо — среднее значение частоты; Аид — максимальное отклонение час­тоты, пропорциональное U_T и называемое девиацией частоты.

Для определения мгновенного значения, тока радиочастоты /_Чм

подставим значения величин из формулы (21.24) в выражения (21.19) и (21.18). Вычисление ин­теграла дает

Сравнивая его с выражениями (21.21) и (21.22), делаем вывод, что спектр ЧМ-тока, так же как и спектр ФМ-тока, имеет бесконечное количе­ство составляющих с боковыми частотами m±nQ, амплитуды кото­рых определяются значениями функ­ций Бесселя /„ (Аш_д/0). Более деталь­ное сравнение г_фм и г'_чм позволяет считать ФМ и ЧМ родственными видами модуляции, всегда сопро­вождающими друг друга. ФМ с ин­дексом Аф сопровождается изменени­ем частоты с максимальным отклоне­нием (девиацией) Д(о_Дф_М = АфЙ. ЧМ с девиацией Аю_д сопровождается изменением фазы с индексом Аф_чм = Ао)_д/Й. Последнее положено в основу осуществления ЧМ косвен­ным способом.

ЧМ косвенным способом основана на ФМ, причем в схеме последней предусмотрены элементы, обеспечи­вающие обратную пропорциональ­ность индекса модуляции звуковой частоте Q. Для этого используется корректирующий четырехполюсник (рис. 21.28), включаемый в тракт звуковой частоты, например на выход УЗЧ (между точками /—2, см. рис.

О 1 ОГГ \ *

выходе четырехполюсника /У₂ связа­на с напряжением на входе LJ\ соотношением

причем если /?^>1/QC, то U2 = U\/jQCR. Тогда амплитуда напряжения U_T, подаваемого на варикап, а также АС, Аш и Аф будут обратно пропорциональными Q, и ФМ-колебание превратится в ча­стотно-модулированное.

ЧМ прямым способом основана на непосредственном управлении часто­той генератора с самовозбуждением. В схеме автогенератора (рис. 21.29) параллельно колебательному контуру LC включен варикап VI, на который подано постоянное напряже­ние —Е{) и напряжение звуковой частоты и_т. При отсутствии модуля­ции (£/_т = 0) генератор создает на выходе колебание с постоянной

частотой шо = 1 /-/ЦС + Со). По­явление на вторичной обмотке транс­форматора Т напряжения и_т вызовет соответствующее этому напряжению изменение емкости варикапа (см. рис. 21.26, а, б, в), что приводит к изменению частоты соо, а следова­тельно, к частотной модуляции выходного напряжения. Существуют различные способы подключения варикапа к колебательному контуру (см. рис. 21.25), при которых элементы схем L_a, T, С_р2, Св выполняют аналогичные функции.

В рассматриваемой схеме можно получить ЧМ с большой девиацией, однако средняя частота ©о будет иметь малую стабильность при изменении температуры и других факторов внешней среды. Высокую стабильность мо могут обеспечить только кварцевые автогенераторы, но в них невозможно осуществить ЧМ прямым способом с достаточной девиацией из-за слабой зависимости частоты кварца от внешних емкостей (см. п. 21.4). Поэтому в передатчиках чаще всего применяется ЧМ косвен­ным способом, реализуемая в генера­торе с внешним возбуждением, на

радиочастоты от автогенератора, стабилизированного кварцем.

Амплитудная, фазовая и ча­стотная манипуляция. Манипуляцией называется процесс управления од­ним из параметров колебания радио­частоты по закону телеграфного сигнала, представляющего собой последовательность кодированных видеоимпульсов с выхода телеграф­ного аппарата или другого источника дискретных (цифровых) сообщений. Рассмотрим простейший двоичный телеграфный сигнал, состоящий из последовательности посылок (еди­ниц) и пауз (нулей) (рис. 21.30, а). Результатом амплитудной ма­нипуляции является последева-тельность радиоимпульсов (рис. 21.30, б), описываемая выражением

Для реализации этого вида манипуляции можно использовать схему генератора с внешним возбуж­дением (см. рис. 21.15), в которой последовательное источником напря­жения смещения Ев включен выход тракта формирования двоичных им­пульсов с амплитудой U_T. Напряже­ние £б выбрано таким, чтобы во время посылки выполнялось условие Eb-\-U_t-\-U6>Ebo, которое гаранти­рует протекание в коллекторной цепи тока радиочастоты и существование

юшее тгкое значение емкости варика­па Coi, при котором частота генериру­емых колебаний

Во время паузы напряжение на варикапе ргвно Е_о, его емкость — Со2, а частота колебаний — а>02 =

на колебательном контуре напряже-т я ы_к= f/ocos(o)o^ + 9)- Во время пгузы £_Б+ f/_T + Ув ^ Еъо ток коллек­тора и напряжение на выходе равны нулю.

При фазовой манипуля­ции фаза колебаний радиочастоты изменяется скачком на величину Лср в моменты появления и окончания посылки. Последовательность фазо-модулиров£нкых радиоимпульсов при наиболее распространенном зна­чении Аф = л (рис. 21.30, в) описыва­ется выражением

Для реализации этого вида мани­пуляции также можно использовать схему генератора с внешним возбуж­дением (см. рис. 21.25), однако аналогичный результат дает и более простая схема балансного модулято­ра (см. гл. 7), выполняющая функцию перемножения колебания радиочастоты с последовательностью двоичных сигналов.

При частотной манипу­ляции двоичным сигналом колеба­ние радиочастоты скачком изменяет свою частоту в моменты появления и окончания посылки (рис. 21.30, г):

Для реализации этого вида манипуляции (см. рис. 21.29) необхо­димо во время посылки подавать на варикап напряжение Ем. обег.печиня-

В реальных передатчиках для передачи дискретной информации используют две ступени управления. На первой ступени телеграфным сигналом манипулигуется вспомога­тельное колебание тональной часто­ты, которое на второй ступени модулирует колебьние радиочастоты.