- •Схемотехника
- •Предисловие
- •Часть первая
- •1.2. Классификация первичных преобразователей
- •Фотоэлектрические первичные преобразователи перемещений
- •2.1. Общие сведения
- •2.3.2. Растровые интерполяторы
- •2.3.3. Одноканальные растровые интерполяторы
- •2.4. Фпп считывания
- •2.4.1. Общие принципы построения
- •2.4.2. Фпп на основе многоэлементных фотоприемников
- •2.4.3. Волоконно-оптические функциональные преобразователи
- •Электромагнитные первичные преобразователи перемещений
- •3.1. Принципы построения
- •3.3. Эпп электромашинного типа
- •3.5. Токовихревые эпп
- •Емкостные и магнитострикционные первичные преобразователи перемещении
- •4.1. Емкостные преобразователи перемещении
- •4.2. Магнитострикционные преобразователи перемещения
- •Часть вторая
- •Преобразователи фаза-код прямого измерения
- •5.1. Классификация фазовых цпп
- •5.2.2. Пфк с постоянным временем измерения
- •5.3. Пфк с преобразованием частоты
- •5.4. Пфк с промежуточным преобразованием
- •5.4.1. Пфк с промежуточным преобразованием в напряжение
- •5.4.2. Пфк с промежуточным преобразованием в частоту
- •6.1. Общие сведения
- •6.2. Пфк с электромеханическими фсс
- •6.3. Пфк на основе цифровых фсс
- •6.4. Функциональные фазовые преобразователи
- •7.1. Коммутационные пфк
- •7.2. Многоотсчетные пфк
- •7,2.1. Общие сведения
- •7.2.2. Пфк с использованием датчиков грубого отсчета
- •7.2.3. Пфк с компенсацией погрешностей первичного преобразователя
- •7.2.4. Многоотсчетные пфк накапливающею типа
- •Фазовые преобразователи скорости и ускорения
- •8.1. Способы формирования скоростного сигнала
- •8.3. Многофункциональные фазовые преобразователи
- •8.4. Совмещенный цифровой преобразователь угла, скорости и ускорения
- •Часть третья амплитудные цифровые преобразователи перемещений
- •9.1. Формат сквт
- •9.2. Способы преобразования угла в код, основанные на интегрировании выходных напряжении сквт
- •9.3. Преобразователь на основе генератора гармонических сигналов
- •9.3.1. Особенности построения
- •9.3.2. Способы повышения быстродействия
- •9.3.3. Схемные методы повышения точности
- •9.3.4. Снижение аддитивной составляющей погрешности преобразования
- •Цпп с функциональными генераторами
- •10.2. Сравнительная оценка цпп на основе функциональных генераторов
- •10.3. Устройства выборки и хранения
- •10.4. Функциональные генераторы
- •11.1. Основные структуры построения
- •11.2. Совершенствование схемных построения
- •11.3. Снижение методической погрешности. Введение коррекции
- •11,4. Повышение быстродействия
- •12.1. Преобразователи с синусно-косинусным пзу
- •12.2. Преобразователи с тангенсным пзу
- •12.3. Преобразователи с арктангенсным пзу
- •Следящие цпп
- •13.1. Улучшение динамических показателей и компенсация погрешностей первичного преобразователя
- •13.2. Следящий цпу как замкнутая система автоматического регулирования
- •13.3 Особенности динамики следящих цпп
- •13.4. Выбор основных параметров одноотсчетного следящего преобразователя с сквт
- •14.1. Ограничения по чувствительности и точности
- •14.2. Следящий преобразователь с тангенсным фцап
- •14.3. Амплитудный цпу с переменной структурой
- •15.1. Особенности структур построения
- •15.2. Многоканальные циклические цпу с пзу
- •Часть четвертая пути совершенствования амплитудных цпп
- •Цпп с цифровыми интеграторами
- •16.1. Преобразователи с цифровыми интеграторами
- •18.2. Масштабирующие преобразователи
- •17.1. Преобразователи аргумента, синусной и косинусной функций в коды
- •17.2. Устранение методической ошибки
- •17.3. Реализация специальных преобразования
- •17.4. Функциональный преобразователь угол - код с сельсином
- •Функциональные циклические цпп на бис ацп и пзу
- •18.1. Функциональный цпу последовательного типа
- •18.2. Функциональный цпу с параллельным преобразованием
- •18.3. Функциональный последовательно-параллельный цпу
- •18.4. Совмещенный функциональный цпу
- •19.1. Преобразователь с синусно-косинусным фцап
- •19.3. Высокоточные преобразователи
- •20,1 Оценка уровня повышения разрешающей способности
- •20.2. Цпу с Синусно-косинусными и тангенсным фцап
- •20.5. Классификация амплитудных цпп
- •21.1. Методы цифровой тахометрии
- •21.2. Преобразователи скорости на основе сквт
- •21.3. Цифровой тахометр с сквт
- •22.1. Место и роль цпп в микропроцессорных системах
- •22.2. Особенности взаимодействия различны типов цпп с мп
- •22.3. Организация программной и аппаратной совместимости цпп в микропроцессорной системе
- •22.4. Алгоритмические способы коррекции цпп микроэвм
- •22.4.1. Снижение аддитивной и инструментальной составляющих погрешности
- •22.4.3. Коррекция погрешности цпп с пзу
- •Список литературы
- •Алфавитный указатель
21.1. Методы цифровой тахометрии
Для реализации оптимальных и адаптивных алгоритмов управления движением необходимо иметь, как известно, информацию не только о величинах и направлениях перемещений, но и об их скорости и ускорении, т. е. параметрах перемещения, например, рабочего органа робота [73]. Эффективность привода, например, в робототехнике существенно возрастает при выполнении его в без-редукторном варианте [68], что ставит задачу измерения низких н инфранизких частот его вращения.
Реализация измерителя низких частот вращения традиционными для ре-дукторных систем методами, например с использованием электромашинных тахометров (тахогенераторов), оказывается затруднительной с генераторами как переменного тока, так и постоянного. Трудности, связанные с использованием синхронных тахогенераторов, определяются сложностями обработки квазигар-ионических, сигналов низких и инфранизких. частот, а известные построения находятся в стадии эксперимента. Их применение в промышленности ограничено не только высокой стоимостью, но и рядом нерешенных, проблем [56]. Отсутствие приемлемых инженерных решений в технике измерения низких частот вращения с использованием традиционных методов непрерывной тахометров определяется еще и тем, что в связи с внедрением микропроцессорной техники в системы автоматического управления САУ информацию о параметрах перемещения необходимо иметь в цифровой форме. Последнее обстоятельство способствует применению приближенных методов получения цифровых эквивалентов параметров движения косвенным путем, например выделением ЭДС вращения вентильного двигателя и последующего ее кодирования АЦП.
Однако из-за значительных погрешностей преобразования подобные устройства не могут быть использованы в системах повышенной точности. Поэтому актуальным остается вопрос построения преобразователей параметров движения для низких частот вращения. Они должны обеспечивать необходимые точность, быстродействие и формат, удобный как для автономного использования, так и для работы в комплексе с микроЭВМ.
Наиболее простые ЦПУ накапливающего типа можно использовать для измерений скорости методом последовательного счета импульсов за заданный интервал времени или на основе измерения длительностей периодов между этими импульсами путем подсчета сигналов опорной частоты в течение указанных периодов [3].
Первый метод, реализующий счет импульсов ЦПУ и иногда называемый методом линейной функции, обеспечивает измерение только средней частоты. Его точность зависит от стабильности интервала счета, а разрешающая способность изменяется со скоростью. Для примера рассмотрим кодовый диск со 100 сегментами при времени счета 6 с. При частоте вращения 10 об/мин разрешение составит только 1:100, поскольку счетчик будет подсчитывать число импульсов за десять оборотов. При частоте вращения 6000 об/мин разрешение будет составлять 1 :60 000. Измерение очень низких скоростей затруднено.
Основные элементы этой системы показаны на рис. 21.1. Генератор опорной частоты Г формирует импульсы, которые отпирают ключ Кл на задан-
ный интервал времени, возвращают счетчик в исходкое состояние перед каждым циклом счета и одновременно обеспечивают выдачу цифрового выходного сигнала. При измерениях, кроме того, можно фиксировать и направление вращения, если использовать для этого соответствующий детектор.
Второй метод (метод обратной функции) имеет максимальную разрешающую способность на сверхнизких скоростях и минимальную на высоких. В схеме, показанной на рис. 21.2, предусмотрен генератор опорной частоты Г (1МГц). импульсы с которого стробнруются каждым импульсом с диска. Импульсы опорной частоты проходят в счетчик. Схема логического устройства управление УУ необходима для возврата счетчика в исходное состояние и образования выходного сигнала на каждом импульсе кодирующего диска. Для рассмотренного случая со 100-сегментным диском при частоте импульсов заполнения I МГц и частоте вращения 10 об/мин каждый сегмент проходится за 0,06 с При этом в счетчик попадает 60 000 импульсов, т. е. разрешающая способность 1 :60 000. При частоте вращения 600 об/мин разрешающая способность снижается до 1: 100.
Длительности интервалов измерения в первой системе выбираются исходя из диапазона измеряемых скоростей и требуемого разрешения. Во второй системе длительности измеряемых периодов определяются числом сегментов на диске и частотой вращения. В обоих системах работу счетчика можно запрограммировать в соответствии со значением опорной частоты и числом сегментов на диске, так что при этом индикация результатов измерений обеспечивается либо в оборотах в минуту, либо в радианах в секунду.
Преимущество второго метода состоит в том, что он дает информацию о мгновенной частоте вращения для конкретных углов поворота в пределах каждого оборота. Это позволит выявлять изменение скорости в переходных режимах. Число замеров скорости на оборот связано с числом сегментов диска.
Если для съема сигналов с диска используется только один приемник, то существенно, чтобы сегменты распределялись равномерно по окружности диска, поскольку число подсчитанных импульсов опорной частоты зависит от времени, на которое ключ Кл открывается каждым из сегментов. При неравенстве расстояний между сегментами возникают вариации в замерах частоты вращения. Влияние погрешностей диска можно уменьшить, используя два или более приемника, разнесенных по окружности диска на равные расстояния. Выходной сигнал каждого из приемников подается в логическую схему. Импульс на ее выходе формируется только в случае, когда срабатывают два (или три) приемника. Это ведет к усреднению геометрических погрешностей диска.
Третий метод цифровой тахометрии основан на использовании абсолютного кодирующего преобразователя и цифровой стробирующей схемы. Могут использоваться два варианта.
При первом производится стробирование или считывание за данный интервал времени двух значений выходного сигнала кодирующего преобразователя.
Разность кодов отражает угловое смещение, по которому можно определить скорость. Здесь требуется весьма сложный цифровой процессор либо ЭВМ, выполняющая стробирование, последующее считывание и вычисление.
Второй вариант схемы цифрового тахометра с абсолютным кодирующим преобразователем показан на рис 21.3. Он предусматривает применение двух присоединенных к выходу преобразователя цифровых компараторов, которые фиксируют появление двух выбранных выходных кодов преобразователя, соответствующих известным угловым смещениям. Выходные сигналы цифровых компараторов ЦК1 н ЦК2 управляют пропусканием импульсов опорной частоты в счетчик Сч за время, в течение которого диск переместится между двумя выбранными положениями.
Особый интерес представляет метод [3, 84], позволяющий преобразовать скорость н ускорение вращения в код. Он обеспечивает точное определение скорости в широком диапазоне, включая скорости, близкие к нулю, и позволяет регистрировать переходные процессы по скорости. Система измерения скорости, реализующая этот метод, достаточно сложна и кроме импульсного датчика содержит приводное устройство и цифровой вычислитель (процессор) [85].
Устройство этой системы показанона рис. 21.4. Она по существу измеряет продолжительность отработки заданного углового смещения и вычисляет угловую скорость по значению полученного времени. Диск датчика закрепляется на валу, угловая скорость которого измеряется. Приемник и источник света помещены в барабан, который вращается синхронным электродвигателем в противоположном направлении с известной постоянной угловой скоростью.
Если через обозначить частоту вращения барабана, которая должна быть весьма стабильной, а через— измеряемую частоту вращения, то частота следования импульсов
где
— число щелей на диске; — число чувствительных элементов;— намеренный интервал между двумя импульсами.
Выражение (21.1) можно представить в виде:
или
Переход от (21.3) к (21.4) возможен при таком масштабировании, когда используются только целые числа и прописные символы представляют эти числа. Предположим, что
где коэффициенты известны и записаны во вспомогательном
циклическом регистре сдвига. Алгоритм для определения представлен на рис. 21.5. Операция, реализуемая первой его частью, может быть представлена как
Подстановка (21.6) в (21.4) дает
Удобно представитьв двоичной форме:
гдеравно 1 или 0.
Двоичное деление осуществляется как поиск коэффициентов путем выполнения последовательности операций сдвига и сложения.
Структура устройства реализующего весь алгоритм преобразования, представлена на рис. 21-6. Основная часть устройства состоит из логической импульсной схемы, формирующей в необходимые моменты импульсы сдвига и переноса. Последний одновременно вводит числа в разные регистры. Время вы-числення одного значения скорости устройством по рис. 21.6 — 22 мкс.
На выходе импульсного датчика формируется последовательность импульсных сигналов, которая используется для управления пропусканием импульсов
генератора опорной частоты 10 МГц на счетчик. Счетчик фиксирует частоту вращения вала относительно барабана, угловая скорость которого является опорной. Для нахождения абсолютной угловой скорости вала из относительной угловой скорости вычитается известная опорная угловая скорость барабана. Последняя заранее измеряется при неподвижном вале. Точность метода не только определяется точностью изготовления диска, но зависит одновременно и от скорости барабана, которая должна оставаться постоянной.
Погрешность вычисления по алгоритму, представленному на рис. 21.5, зависит от длины регистров, которая выбирается с учетом требуемых точности и разрешающей способности. Погрешность измерения скорости с процессором, представленным на рис. 23.6, не превышает 0,2% при разрешающей способности 0,1 рад/с (на одном обороте вала). Операция вычитания опорной скорости вызывает задержку преобразования текущей скорости.
Рассмотренный принцип построения цифрового тахометра может быть видоизменен для определения изменения скорости в двух последовательных интервалах времени измерения, т. е. ускорения. Алгоритм работы такого цифро-вого акселерометра аналогичен алгоритму тахометра и включает деление замеренного изменения скорости на временной интервал Т. Благодаря высокому быстродействию цифрового тахометра достигается достаточно высокая точность измерения ускорения. Однако прямой перенос изложенных принципов приводит к резкому усложнению устройства.
Более простым является компромиссный способ, состоящий в учете изменения скорости в течение фиксированного интервала времени, например 10 мс, и непосредственном использовании этого изменения в качестве меры ускорения. Очевидно, результат в этом случае будет более приближенным, чем при
делении на Т, но он будет более достоверным, чем полученный способами с низким быстродействием тахометра.
Общим недостатком рассмотренных построений является их сложность.
Определенное упрощение построения достигается при использовании аналого-цифровых методов преобразования и использовании в качестве первичного преобразователя ПП совмещенного преобразователя угла и скорости.. Примером такого построения служит тахометрический преобразователь {75]. Оптический ПП формирует два квазигармонических сигнала FTA и FTB, сдвинутых относительно друг друга на 90°, причем взаимное опережение или отставание определяется направлением вращения двигателя, а частота пропорциональна частоте вращения (рис, 21.7).
Отсчетная часть преобразователя выполнена в виде интегральной схемы ИС L290 (рис 21.8). Ее основная задача состоит в преобразовании частоты вход-
кого сигнала, прямо пропорциональное частоте вращения двигателя, в напряжение тахосигнала. Функция, выполняемая ИС L290, аналитически описывается выражением: выходной снгнал (тахосигнал)
где напряжения получаются в результате усиления сигналов РТА
и FTB усилителями ОУ1 и ОУ2 соответственно. Внешняя дифференцирующая RС-цепь формирует изсигналы поступающие на входящие в состав ИМС умножители.
На второй вход каждого умножителя подается знак недифференцированного напряжения, присутствующего на первом входе другого умножителя и формируемого усилителями-ограничителями С1 н С2, Сигналы с выходов умножителей, обозначенные CSA и CSB, суммируются усилителем ОУЗ и дают результирующий выходной тахосигнал.
Полярность тахоснгнала указывает на направление вращения датчика. Форма сигнала при вращении по часовой стрелке показана на рис. 21.8. При вращении против часовой стрелки фазовый сигнал меняется с +90° на —90°. Если опорной считать фазу сигнала, получающегося из FTA, то при вращении против часовой стрелки сигнал, получающийся из FTB, является инверсией того же сигнала при вращении по часовой стрелке. В результате выпрямленные синусоиды CSA и CSB изменяют знак, как и полный тахосигнал.
Такой метод получения тахосигнала имеет много преимуществ. Во-первых, пульсации сигнала получаются небольшими, так как положительные и отрицательные пики двух выпрямленных сигналов CSA и CSB компенсируют друг друга при сложении.
Во-вторых, частота пульсаций в 4 раза выше основной, т. е. достаточно велика, чтобы отфильтровать ее, не внося излишней инерционности в контур управления, и работать поэтому в широкой полосе.
И, наконец, можно пользоваться информацией тахометра в реальной времени с задержкой всего в пределах четверти периода.
Все это весьма существенно для системы, которая должна иметь высокие динамические показатели.
Кроме тахосигнала L290 формирует из с помощью усилите-
лей-ограничителей СЗ и С4 импульсные последовательности STA и STB, которые подсчитываются микропроцессором и служат мерой перемещения вала.
Применение аналого-цифровых методов обработки сигналов инкрементальных (импульсных) первичных преобразователей упрощает процесс получения цифровых эквивалентов угла и скорости по сравнению с кодовыми ЦПУ, но ставит задачу устранения неоднозначности позиционирования. Эти ограничения наряду с высокой стоимостью {73], пониженной устойчивостью к воздействию внешних факторов и рядом конструктивных ограничений заставляет искать иные пути построения цифровых тахометров.
В настоящее время, как уже отмечалось, все большее распространение получают преобразователи угол—амплитуда—код с СКВТ в силу ряда их достоинств: существенного упрощения источника питания, возможности использования СКВТ, не имеющих квадратурной обмотки. Поэтому актуальна задача построения преобразователя скорость—код с первичным преобразователем в амплитудном режиме. Это в первую очередь относится к циклическим ЦПП.
Что касается следящих ЦПП, то они обладают повышенными функциональными возможностями в частя формирования в тракте рассогласования аналоговых сигналов, пропорциональных угловой скорости и ускорению изменения входного воздействия. Коды скорости и ускорения могут быть получены в них преобразованием сигнала рассогласования посредством дополнительного АЦП, например БИС К572ПВ1 [68]. Сигнал, пропорциональный скорости, формируется в точке А, а сигнал, пропорциональный ускорению, — в точке В (см. рис. 13.7).
Эффективным средством повышения достоверности формирования цифровых эквивалентов скорости н ускорения является в этом случае увеличение разрешающей способности ЦПП (см. гл. 19 и 20).