5.2.2. Пфк с постоянным временем измерения

Точность преобразования в ПФК достаточно сильно зависит от уровня по­мех и высших гармонических составляющих в сигналах, сдвиг фаз которых не­обходимо измерять. Поэтому использование метода усреднения при построении схемы ПФК значительно увеличивает точность преобразования фазы в код [5, 17, 36, 42}.

Преобразователи, в которых ис­пользуется этот метод, называются ПФК с постоянным временем измерения (или, иначе,интегрирующим ПФК). Сущность метода поясним на примере упрощен­ной функциональной схемы, представ-

ленной на рис. 5.19. Часть схемы от фазовращателя ФВ до ключа Кл1 представ­ляет собой ПФК измерения мгновенного значения фазы, и число импульсов на выходе ключа Кл1 определяется по (5.1). Временной интервал, за который про­исходит усреднение,. получают в схеме за счет введения делителя частоты ДЧ, на вход которого подаются импульсы с ГИ, а выход подключен через форми­рователь Ф к ключу Кл2. Этот интервал равен произведению периода импульсов генератора на коэффициент деления т. е.

Пачки импульсов с выхода Кл1 поступают на ключ Кл2, который откры­вается на время

где — число периодов входного сигнала, укладывающихся

в интервал С учетом (5.16) окончательно получим

Таким образом, число импульсов подсчитываемых двоичным счетчиком ДС, будет в общем случае в п раз больше числа импульсов N, найденных по (5.1):

в, следовательно, число импульсов, подсчитываемых счетчиком ДС, пропорцио­нально измеряемому перемещению 6, не зависит от частоты генератораа при большом числе периодов— и от частоты входного сигнала. Как

видно из (5.16) и (5.17), изменение частоты приводит к пропорциональному изменению длительности интервалаи соответственно к изменению числа пе­риодов п. Аналогично уменьшение или увеличение числа импульсов N в каждом периоде п из-за нестабильности питающего напряжениякомпенсируется про­порциональным увеличением или уменьшением числа этих периодов.

Достоинства рассмотренного ПФК очевидны, но она получены за счет сни­жения быстродействия схемы, что является серьезным недостатком метода. Дальнейшее повышение точности ПФК данного типа можно было бы получить за счет увеличения интервала усреднения, но это приведет к еще большему сни­жению быстродействия, а значит, такой путь не является оптимальным.

Кроме того, в ПФК с постоянным временем измерения, как, впрочем, и в других типах фазовых преобразователей, имеет место погрешность дискрет­ности, как уже указывалось, из-за случайного расположения старт- н стоп-импульсов, ограничивающихпо отношению к периодам импульсовПри сдвиге фазы на эта погрешность максимальна и равна половине числа импульсов в периоде, т. е. [5, 17, 36, 42].

Уменьшение этой погрешности можно обеспечить, например, если в начале каждого цикла преобразования производить автоматически анализ длительности временного интервала между соседними старт- и стоп-импульсами [17]. Рас­смотрим реализацию этого метода на примере функциональной схемы ПФК с суммированием следующих подряд временных интервалов (рис. 5.20).

Для упрощения на рисунке не показаны ФВ и нуль-органы НО1 и НО2, образующие последовательности импульсов при переходе через нуль сигналов аналогично схеме рис. 5.10. Итак, выходные сигналы нуль-органов

Пуск

Рис. 5.20

поступают на формирователя Ф1 и Ф2, которые формируют старт- в стоп-импусы. Сигнал Пуск производит установку триггеров и счетчиков в исходное состояние: ТЗ и Т4 при этом принимают состояние 1, элементы И1 и И2 открываются и пропускают сигналы с выходов Ф1 и Ф2 на S-входы триг­геров 77 и Т2.

В этом случае при приходе первым старт-имлульса открывается элемент И5 и импульсы с ГИ поступают на вход сложения реверсивного счетчика PC до прихода стоп-импульса. Стоп-импульс переводит Т2 в состояние 1, закрывая И5 а открывая ИЗ. При этом фронтом выходного сигнала элемента ИЗ триггеры 77 и Т2 переводятся в состояние 0, а код, записанный в счетчике С числа изме­рений в цикле, будет увеличен на единицу.

При приходе первым стоп-импульса открывается элемент И4, пропуская импульсы с ГИ на вход вычитания счетчика PC до прихода старт-импульс а, а код, записанный к этому времени на счетчике С, снова увеличивается на еди­ницу. Таким образом, по мере приходов старт- и стоп-импульсов на счетчик PC поступают пачки импульсов с выходов И5 и И4, а код счетчика С все время увеличивается на единицу до тех лор, пока он не переполнится и не установит в состояние 0 триггер ТЗ, который в свою очередь закрывает И1 и И2. На этом цикл измерений заканчивается.

Когда временной интервал между старт- и стоп-им пульсами соответствует значению фазы, большемуна выходе дешифратораДШ, подключенного к ре­версивному счетчику PC_t образуется сигнал, который используется для анализа длительности временного интервала в начале цикла измерений. Пусть значение кода счетчика PC после запуска пропорционально значению фазового сдвига, большего я, тогда сигнал с выхода ДШ открывает элемент И6, который уста­навливает триггеры 77 и Т2 в состояние 0 и, следовательно, значение кода в счетчике С числа азмеренай останется неизменным. С другой стороны, первый же импульс, который придет на счетчик С при значении фазы меньшепере­ведет триггер Т4 в состояние 0 и закроет элемент И6. Отсюда получаем, что в рассматриваемой схеме суммирование временных интервалов будет всегда на­чинаться со значения фазового сдвига, меньшего п.

Другими словами, временные интервалы от старт- до стоп-имлульса сумми-руются с общей суммой до момента перехода через значение фазыесли их

временной интервал в начале измерения меньше а временные интервалы от стоп- до старт-импульса при уменьшении кода вычитаются из общей суммы после перехода через Если же в начале измерения временной интервал от старт- до стоп-импульса большето временные интервалы от стоп- до старт-импульса домомента перехода черезвычитаются из общей суммы, а после перехода придвижении в сторону увеличения кода суммируются.

Таким образом, в рассматриваемой схеме уменьшена погрешность неодно­значности считывания при переходе через половину и полное значение фазы.

Рассмотренные схемы интегрирующего типа, уменьшая погрешности ПФК от влияния помех, от неоднозначности считывания, от наличия высших гармоник а т. д. не уменьшают, однако, погрешности, связанные с неопределенностью в расположении старт- и стоп-импульсов относительно импульсов ГИ {т. е. по­грешности дискретности).

Для уменьшения погрешности дискретности в ПФК интегрирующего типа можно использовать методы повышения точности, описанные выше: методы по­вышения частоты ГИ, электронного и многократного нониуса, коррекции по­грешностей и т. д.

Кроме описанных методов для повышения точности ПФК можно использо­вать также способ периодического перемещения старт- и стоп-импульсов отно­сительно ГИ [5, 13]. Как правило, этот метод осуществляется путем амплитуд­ной модуляции уровня, относительно которого формируются старт- и стоп* импульсы. На рис. 5.21 приведена функциональная схема ПФК с амплитудной модуляцией [17].

Входные сигналыполученные таким же образом, как и в преды-

дущих схемах ПФК, подаются на первые входы формирователей Ф1 и Ф2, на вторые входы которых поступает сигнал с выхода генератора пилообразного на­пряжения ГПН. При этом ГПН запускается импульсами с генератора ГИ через счетчик С. Формирователи Ф1 и Ф2 в момент перехода сигналовчерез заданный напряжением с ГПН определенный уровень формируют старт- и стоп-импульсы, которые подаются в суммирующий цифровой измеритель интер­валов времени ЦИИВ. В качестве такого измерителя может быть использована, например, схема рис. 5.20.

Если модулирующий сигнал изменяется по пилообразному закону, как в рассматриваемой схеме, то его амплитуда определяется из условия, чтобы сдвиг по фазе импульсов ГИ относительно старт- и стоп-импульсов составил за время измерения целое число периодов ГИ, причем не кратное числу периодов модулирующего сигнала (сигнала с ГПН) за то же самое время. В этом случае за время измерения расположение старт- и стоп-импульсов будет равномерно смещено в одном периоде между импульсами ГИ. При этом время измерения выбирается кратным периоду входных сигналов ПФК, а время преобразования — кратным периоду выходного напряжения ГПН.

На ряс. 5.22 представлен один из вариантов схемы интегрирующего ПФК с амплитудной модуляцией [а. с. 289509 (СССР)]. Схема работает аналогично рассмотренной выше, но в отличие от нее формирование старт- и стоп-импульсов происходит в формирователях Ф1 и Ф2 в момент равенства входных сину­соидальных сигналов с модулирующими сигналами, поступающими с выходом соответствующих цифро-аналоговых преобразователей ЦАП1 и ЦАП2.

При этом имеет место периодическая модуляция старт- и стоп-импульсов в соответствии с законом изменения модулирующих сигналов ЦАП1 и ЦАП2 и с выходов формирователей Ф1 и Ф2 старт- и стоп-импульсы поступают в суммирующий цифровой измеритель интервалов времени ЦИИВ. Если, на­пример, ЦИИВ построен по схеме рис. 5.20, то на цифровые входы обоих ЦАП поступает выходной код счетчика С числа измерений в цикле, входящего в его состав. Выпрямленные детекторами Д1 и Д2 входные сигналы явля-

ются опорными напряжениями и подаются на аналоговые входы ЦАПl и ЦАП2, при этом использование в качестве опорных напряжений детектированных сиг­налов уменьшает влияние их амплитуды на погрешность ПФК.

В рассмотренных схемах ПФК {рис. 5.21 и 5.22) обычно для уменьшения частотной погрешности используется синхронизация частоты опорного напряже­ния с частотой генератора аналогично тому, как это сделано в схеме рис. 5.2, т. е. путем формирования сигналов от одного генератора.

Общим недостатком ПФК интегрирующего типа, как уже отмечалось, яв­ляется их низкое быстродействие. Поэтому обычно преобразователи такого типа используются в системах, где скорость изменения измеряемого сдвига фазы достаточно мала или близка к постоянной величине, а запаздывание не вносит существенных погрешностей. Одним из путей уменьшения указанного недостатка ПФК интегрирующего типа является использование комбинирован­ных схем преобразователей. Например, если в зависимости от условий работы необходимо обеспечить или повышенную точность, или повышенное быстродей­ствие при использовании одного и того же ПФК, то в режиме повышенной статической точности вводят модуляцию и интегрирование результатов изме­рений, а в режиме повышенного быстродействия измеряют мгновенное значе­ние сдвига фазы. При этом время интегрирования (первый режим) выбирается в зависимости от допустимой динамической погрешности и заданной статиче­ской точности.

Другим путем повышения быстродействия интегрирующих ПФК является применение метода скользящего усреднения [а. с. 739606 (СССР)]. Сущность метода заключается в том, что в начале каждого измерения суммируют коли­чество мгновенных значений сдвига фазы за время, не превышающее пе­риода модулирующего сигнала, запрминая подученную сумму на время, равное периоду модулирующего сигнала.

Затем определяют среднее арифметическое сумм мгновенных значений сдвига фазы, полученных в текущем а в предыдущих циклах, а затем

каждый следующий цикл измерений начинают через периода модулиру-

ющего сигнала после начала предыдущего цикла. В этом случае каждый ре­зультат измерения соответствует среднему арифметическому мгновенных зна­чений сдвигов фазы за период модулирующего сигнала, а частота обновле­ния информации на выходе ПФК увеличивается враз без снижения точ­ности.

Третьим путем повышения быст­родействия ПФК интегрирующего типа является построение преобразователей с сокращенным временем намерения [5, 36, 37].

Принцип построения такого ПФК рассмотрим на примере схемы преобра­зователя с изменением частоты кванту­ющих импульсов {рис. 5.23), приведен­ной в [36]. Формирователь Ф выраба­тывает импульсы с длительностью, рав­ной временному интервалу между входными сигналами Формирова­тель может быть построен по любой из рассмотренных ранее схем.

Выходные импульсы Ф подаются на схему совпадения И1, на второй вход кото­рой поступают импульсы от управляемого по частоте генератора УГИ через ключ Кл. Вместе с делителем частоты ДЧ ключ Кл ограничивает время измерения. При подаче сигнала Пуск Кл открывается и двоичный счетчик ДС подсчиты­вает количество прошедших через схему И1 импульсов УГИ, пропорциональное измеряемому фазовому сдвигу.

Напряжение для управления частотой генератора УГИ образуется в цепи обратной связи, состоящей из делителя ДЧ, двухканального дешифратора ДШ на резисторах, элемента И2, диодного ограничителя-формирователя ДОФ и фильтра низкой частоты ФНЧ. На вход ДЧ после открытия Кл поступают им­пульсы с УГИ с частотой следования, изменяющейся по кривой Гаусса. При этом общее количество импульсов, зарегистрированных за время изменяет­ся по закону интеграла вероятности

где — время измерения;— коэффициент пропорциональности;— мо-

мент времени, соответствующий середине интервала измерения.

Напряжение, получаемое с помощью дешифратора ДШ от ДЧ, позволяет управлять изменением частоты счетных импульсов в начале и в конце интер­вала измерения. Элементы ДОФ и ФНЧ предназначены для наибольшего при­ближения формы управляющего напряжения к кравой Гаусса и, следовательно, снижают погрешность измерения за счет отклонения управляющего напряжения от заданной формы. При этом чем более узким спектром будет обладать функ­ция отклонения управляющего напряжения от заданного значения, тем меньшв будет дополнительная погрешность измерения. Таким образом, наличие ФНЧ при условии, что частота следования импульсов УГИ пропорциональна управ­ляющему напряжению, сводит дополнительную погрешность к минимуму.

Недостатком рассмотренной схемы является практическая сложность вы­полнения звена обратной связи.