7.2.4. Многоотсчетные пфк накапливающею типа

На рис. 7.13 представлена функциональная схема одного из вариантов по­строения ПФК, в которой ГО формируется на основании ТО [17]. Схемы та­кого типа называются двухотсчетными ПФК накапливающего типа.

Опорноеи сигнальноенапряжения с выходаФВ через нуль-органы НО1 и НО2 поступают на формирователи старт- и стоп-импульсов Ф1 в Ф2. В исходном состоянии триггеры T1, T2 и счетчик С находятся в состоянии 0. С приходом старт-импульса триггер Т1 устанавливается в состояние 1, откры­ваются элементы И1, И2 и импульсы генератора ГИ через элемент И2 поступа­ют на вход счетчика С. С приходом стоп-импульса триггер Т2 устанавливается в положение 1, закрывается элемент И2 и значения кода двух старших раз­рядов счетчика С переписываются через элементы И4 в триггеры ТЗ и Т4, За­тем открывается элемент ИЗ, а счетчик С и триггеры Т1 н Т2 устанавливаются в 0. Триггеры Т2 и Т4 меняют свои состояния с 1 на 0, а на обоих входах элемента И5 формируются импульсы, образованные дифференцирующими це-

почками ДЦ, из фронтов выходных сигналов ТЗ и Т4. При этом с выхода И$ импульс поступает на вход сложения реверсивного счетчика PC. Импульс с вы­хода И6 поступает на вход вычитания счетчика PC, если триггеры ТЗ, Т4 од­новременно меняют свои состояния с 0 на 1. Во всех других случаях элементы; И5 и И6 будут закрыты и на вход PC импульсы поступать не будут.

Из этого следует, что когда код двух старших разрядов счетчика С точного отсчета изменяется со значения 11 на 00, в реверсивный счетчик записывается-+1 при переходе полного значения временного интервала в сторону увеличения. В противоположном случае, когда код двух старших разрядов счетчика С точ­ного отсчета изменяется с 00 на 11 при переходе полного значения временного интервала в сторону уменьшения, в реверсивный счетчик ГО записывается —К

Достоинствами рассматриваемой схемы являются относительная простота реализации и отсутствие дополнительного датчика ГО, а также как следствие— отсутствие схемы согласования отсчетов. Однако, как и все ПФК накапливаю­щего типа, данная схема при любой помехе или сбое в работе дает существен­ную погрешность измерения перемещения 8 за счет возможной частичной или полной потери информации, что является в общем случае недопустимым, осо­бенно при работе в системах автоматического управления, программного управ­ления и т. д. Все это, вместе взятое, ограничивает применение преобразователей с ГО накапливающего типа.,

ГЛАВА ВОСЬМАЯ

Фазовые преобразователи скорости и ускорения

8.1. Способы формирования скоростного сигнала

Получение цифровых эквивалентов скорости и ускорения перемещений мо­жет быть осуществлено различными методами. Ряд из них базируется на ис­пользовании аналоговых тахометров и акселерометров, обеспечивающих пред­ставление параметра в виде напряжения постоянного или переменного тока. Последующее кодирование этого сигнала производится АЦП. Применение меха­низмов с разветвленной Кинематической схемой, раздельными аналоговыми пер­вичными преобразователями положения, скорости и ускорения помимо увели­чения стоимости приводит к усложнению эксплуатации и снижению надежности

устройства. Наиболее остро эти особенности проявляются при создания инфор-мационно-силовых модулей (ИСМ) роботов, в которых перспективны низкообо­ротные безредукторные приводы с моментными двигателями [77], Реализация измерителя низких частот вращения традиционными для редукторных систем методами затруднена.

С точки зрения упрощения механизма представляют интерес цифровые та-жоыетры и акселерометры, использующие в качестве первичного преобразова­теля имеющийся в системе ЦПУ. При этом цифровые эквиваленты угловой ско­рости и ускорения определяют методом цифрового дифференцирования соот­ветственно значений угла и скорости. Следует отметить, что связанные с этим вычисления, выполняемые управляющей микроЭВМ, требуют больших затрат машинного времени, что в быстродействующих системах неприемлемо. Сущест­венное упрощение механизма, не связанное с дополнительными затратами ма­шинного времени при получении кодов угла, скорости и ускорения, от одного первичного преобразователя достигается при использовании СКВТ в сочетании с микроэлектронной отсчетной частью, обеспечивающей формирование необхо­димых цифровых эквивалентов параметров движения.

В связи с тем, что в отечественной технике ЦПУ преимущественное распро­странение получили фазовые методы преобразования угла в код [11, 22], впол­не естественным является подробное рассмотрение способов получения кодов скорости и ускорения от первичного преобразователя угла, работающего в фа­зовом режиме. Важность проведения исследований в этом направлении опре­деляется и тем, что при формировании в СКВТ вращающегося поля (режим ФВ) возможно построение многофункциональной отсчетной части, осуществля­ющей совмещенное преобразование величины, скорости и ускорения перемеще­ния в их цифровые эквиваленты [а. с. 934382, 994990 и 1101740 (СССР)}.

Для получения малого порога чувствительности при измерении низких ско­ростей применяется параметрический преобразователь масштаба угла (ПМУ), в котором целесообразно фиксировать изменения частоты сигнального напря­жения многополюсного ФВ, пропорциональные угловой скорости вала [22]. Поскольку изменения частоты, обусловленные угловой скоростью в, чрез­вычайно малы, для обеспечения возможности их регистрации необходимо пе­ренести их в область более высоких частот, т. е. произвести умножение час­тоты. При этом управление высокочастотным генератором производится по принципу фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Известны также иные способы получения скоростного сигнала от СКВТ, работающего в режиме ФВ. В способе, описанном в а. с. 394831 (СССР) угло­вая скорость вращения вала преобразуется в скорость изменения фазового сдви­га выходного напряжения фазовращателя, а затем в частоту следования им-яульсов. На рис. 8.1 представлена функциональная схема такого устройства. Принцип действия устройства состоит в следующем. Генератор Г выраба­тывает синусоидальное высокочастотное напряжение со стабильной частотойЭто напряжение поступает на делитель частоты ДЧ, который уменьшает ее до . значения необходимого для питания ФВ. Питание статора ФВ производится через фазорасщепительное устройство ФСУ. Многополюсный ФВ осуществляет преобразование угла поворота вала в в фазовый сдвигсинусоидального на­пряжения с частотой Сдвинутое по фазе напряжение с выхода ФВ посту­пает на умножитель частоты УЧ, который производит преобразование частоты, увеличивая ее до значениягенератора.

В результате угол поворота 0 преобразуется в фазовый сдвиг высокочас­тотного синусоидального напряжения относительно эталонного напряжения ге­нератора. Высокочастотное напряжение с выхода генератора и сдвинутое отно­сительно него по фазе синусоидальное напряжение с выхода умножителя УЧ подаются на устройство сравнения фаз напряжений УСФ. Устройство УСФ производит сравнение текущего значения фазового угла высокочастотного на­пряжения с выхода УЧ с текущим значением фазового угла напряжения гене­ратора н в момент совпадения фаз производит формирование выходных импуль­сов при изменении фазового сдвига между указанными напряжениями в каждом периоде. Частота следования выходных импульсов пропорциональна частоте вращения ротора ФВ относительно его статора.

Недостатком этого способа является то, что на входе ФВ частота напря­жения является суммой частот питания ФВ н вращения ротора ФВ. Для уменьшения влияния частоты вращения ротора на выходную частоту ФВ не­обходимо повышать частоту питающего напряжения, что ведет к уменьшению разрешающей способности устройства.

Известен другой способ получения скорости сигнала, где ФВ работает в режиме генератора переменной частоты (а. с. 334582 (СССР)]. Сигнал скорости с ФВ здесь формируется путем заполнения высокочастотными импульсами вре­менных интервалов полупериодов напряжения питания и выходного напряжения фазовращателя. Затем сравнивают полученное количество импульсов я по их разности определяют величину н направление частоты вращения оси ФВ.

Недостатком этого способа является его низкая точность. Устройство достоверно выдает только сигнал знака скорости. Так, если период напряжения питания фазовращателя обозначить через Т1, а период напряжения на его вы­ходе— через Т2, то частота вращения вала фазовращателядолжна быть

равна, что не соответствует выходному сигналу

устройства,который равен Т1—T2 Значительно более точными являются пред­ложенные в [а. с. 881619 (СССР)] измерители частоты вращения, работающие по принципу процентного частотомера.

Функциональная схема одного из таких устройств представлена на рис. 8.2. Напряжение с частотойчерез делитель частотыДЧ поступает на фор-мирователь синусоидальных напряжений ФСН, который в зависимости от типа применяемого ФВ формирует два или более синусоидальных напряжений, сдви­нутых по фазе относительно друг друга. В ФВ при этом образуется круговое вращающееся электромагнитное поле с частотой вращения равной частоте синусоидальных напряжений. При вращении ротора ФВ в направлении, противо-

наложной направлению вращения электромагнитного поля, в выходной обмот­ке индуцируется напряжение, частотакоторого равна сунне частоты враще­ния электромагнитного поляи частоты вращения ротораФВ при совпа­дении направлений вращения электромагнитного поля и ротора фазовращателя Эта частота поступает на вход формирователя импульсов ФИ, с вы­хода которого прямоугольные импульсы с частотой поступают на счетчикпериодов СП, который открывает ключ Кл на время, равное, например, одному периоду. Импульсы с частотой генератора импульсов ГИ поступают на вход вычитающего счетчика СВ, в который перед началом измерения записано число По окончании периода 7 в счетчике СВ будет зафиксировано

число

при выполнении условия

где

При измерении по такому методу возникает методическая ошибка, пропор­циональная отношению Для того чтобы производить измерения частоты вращения в широком диапазоне с малой методической погрешностью, необхо­димо поддерживать постоянным это отношение, что достигается введением блока управления БУ. Он анализирует состояние вычитающего счетчика СВ и изменяет коэффициент пересчета делителя ДЧ и счетчика периодов СП, причем если в делителе ДЧ коэффициент уменьшается враз, то в счетчикеСП он увеличивается в раз и наоборот. Выходной сигнал устройства (рис. 8.2) — код скорости — снимается с выхода регистра Р.

8.2. СОВМЕЩЕННЫЙ ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ УГЛА И СКОРОСТИ

С точки зрения полноты решения стоящей задачи представляет интерес по­строение совмещенного цифрового преобразователя углового положения и часто­ты вращения вала [а. с. 934382 (СССР)]. Канал измерения углового положения в этом преобразователе реализует известный метод преобразования угол — фа­за—код. Фазовращатель ФВ используется в режиме вращающегося поля, и для его запитки применяется высокоточный источник опорных квадратурных напря­жений с системой автостабилизации фазы [а. с. 1095097 (СССР)]. При опреде­лении частоты вращения используется эффект изменения выходной частоты ФВ относительно частоты опорного напряжения. Вместо вычисления разности двух близких частот частоту вращения с высокой точностью определяют как прира­щение периода выходного сигнала.

На рис. 8.3 представлена схема базового варианта преобразователя угло­вого положения и частоты вращения вала. Преобразователь работает следу­ющим образом.

Счетчик С1 выполняет функцию деления частоты генератора импульсов ГИ. , Формирователь опорных сигналов ФОС вырабатывает из выходных периоди­ческих сигналов первого счетчика опорные напряжения ФВ с частотойНуль-орган НО. формирует из выходных синусоидальных сигналов ФВ прямоуголь-

ные периодические сигналы, по фронту которых осуществляется запись кода счетчика С1 в регистр Pi. В последнем фиксируется код текущего углового положения вала 0. Счетчик С2 вместе с ключом Кл, дополнительным триггером Г, формирователем задержки импульсов ФЗИ и регистром Р2 образуют блок вычисления частоты вращения

Покажем, что при выполнении условия частота вращения с некоторым приближением пропорциональна разности периодов опорного и выходного напряжений фазовращателя:

Действительно, выходная частота фазовращателя

причемположительна, если и отрицательна, если С учетом (8.2)

получаем

После несложных преобразований (8.4) можно представить в виде

Разложив в (8.5) выражение в круглых скобках в ряд Тейлора, получим

Так как и можно пренебречь членами высших порядков

малости в разложении (8.6) и записать выражение для частоты вращения в виде

Блок определения частоты вращения работает следующим образом.

По фронту выходного сигнала нуль-органа НО дополнительный триггер Т переходит в нулевое состояние и, воздействуя на управляющий вход ключа Кл, прекращает поступление импульсов ГИ на счетный вход счетчика С2. фронт выходного сигнала нуль-органа НО запускает также ФЗИ, который выдает на своем первом выходе импульс через время, достаточное для завершения рас­пространения переносов в С2. По этому импульсу происходит перезапись кода Счетчнка в регистр Р2. Второй импульс ФЗИ, воздйствуя на входы предуста­новки С2, осуществляет запись в него кода, соответствующего промежутку временя между фронтом импульса НО и началом импульса на третьем выходе ФЗИ. Этот импульс поступает на установочный вход триггера Т и переводит его в единичное состояние, после чего открывается ключ Кл и импульсы ГИ вновь поступают на счетный вход С2.

Таким образом, в Р2 в начале каждого следующего периода выходного сигнала НО фиксируется код разности определенный в предыдущем периоде выходного сигнала НО. Считаем вначале, что Так как второй счетчик имеет разрядность, равную разрядности первого счетчика плюс допол­нительный знаковый разряд, то через время, равноепосле начала выходногосигнала НО, знаковый разряд второго счетчика устанавливается в единичное состояние, а цифровые разряды сбрасываются в нулевое состояние. После этого счетчик подключается к ГИ еще на время, равноет, е. в цифровых разря­дах будет код, пропорциональный разрядности а знаковый разряд остается в нулевом состоянии. Следовательно, во втором случае зафиксиру­ется дополнительный код приращения Поскольку выбор положительного направления произволен, удобнее считать положительный то направление вра­щения, при котором приращения периода выражены в прямом коде. Используя в качестве знака инверсное значение знакового разряда, получаем на выходе второго регистра сразу код скорости со знаком направления вращения.

Преимущества предлагаемого решения могут быть выявлены только после оценки погрешности, связанной с отбрасыванием членов высших порядков ма­лости в разложении (8.6). Можно считать, что погрешность определяется зна­чением первого из отбрасываемых членов ряда. Эта оценка несколько завыше­на и для отрицательного приращения периода, и для положительного. Тогда относительная погрешность определения скорости из-за отбрасывания чле­нов ряда равна Так както уменьшение отно­шения требует увеличения что связано с уменьшением разряд­ности счетчиков и увеличением составляющих погрешности, обусловленной дис­кретным представлением информации. Реально при использовании современных быстродействующих элементов достижение измерения углового положения и частоты вращения с относительной погрешностью меньше процента при частоте вращения до ста оборотов в секунду.

Относительная погрешность определения углового положения имеет две составляющие. Первая составляющая связана с дискретностью измерений и определяется измерением углового положения за время между двумя сосед­ними измерениями. Поскольку коды углового положения формируются с часто­той опорного сигнала, то

где—частота вращения вала;Т_о — период опорного сигнала.

Вторая составляющая погрешности определения углового положениясвязана с ограниченной разрядностью кода углового положения и равна отно­сительному весу младшего разряда кода, т. е.

где—коэффициент пересчета счетчика-делителяС1 частотыгенератора им­пульсов, причем С учетом выражений (8.7) и (8.8) суммарная отно-

сительная погрешность определения углового положения может быть за­писана в виде

Приравнивая нулю производную найдем оптимальное значение

периода опорного сигнал при которой погрешность минимальна:

При постоянной частоте вращения относительная погрешность определения частотытакже имеет две составляющие.

Первая составляющая связана с отбрасыванием всех членов, кроме

первого, в разложении частоты вращения в ряд Тейлора (8.6).

Считаем, что

для первой составляющей погрешности определения скорости вращенияможно записать

Вторая составляющая погрешности определения частоты вращениясвязана с ограниченной разрядностью кода частоты. Реально фиксируется не код частоты вращения, а пропорциональный ему код приращения периода Абсолютная погрешность определения равна — периоду сигналовгенератора импульсов.

Относительная погрешность определенияможет быть записана в виде

С учетом выражений (8.12) и (8.13) суммарная относительная погрешность определения кода частоты вращения может быть записана в виде

Приравняв нулю производную получаем оптимальное значение

периода опорного сигналапри котором погрешность определения частоты

вращения минимальна:

На основании (8.10) и (8.15) можно записать

Считаем, например, что частота вращения вала равна 100 Гц, а частота генератора импульсов Гц. Тогда т.е. частота опорного сигнала ФВ, при которой минимизируется погрешность определения углового положения, в 12,6 раза выше частоты опорного сигнала, прн которой миними­зируется погрешность определения частоты вращения.

Недостатком преобразователя (рис. 8.3) является невозможность одновре­менного обеспечения в широком диапазоне изменения частоты вращения высо­кой точности измерения как углового положения, так н частоты вращения ва­ла, так как для достижения минимальной погрешности определения углового положения необходима частота опорного сигнала ФВ значительно большая, чем частота опорного сигнала, при которой достигается минимум определения частоты вращения.

С целью устранения этого недостатка в состав преобразователя дополни­тельно введен ряд элементов, обеспечивающих многократную фиксацию кода углового положения за период выходного напряжения ФВ, Функциональная схема такого варианта преобразователя углового положе­ния и частоты вращения вала приведена на рис. 8.4 [а. с. 1053006 (СССР)]. Преобразователь работает следующим образом.

Первый счетчик С1, так же как в схеме рис. 8.3, выполняет функцию де-ления частоты генератора импульсов ГИ. Формирователь опорных сигналов ФОС вырабатывает из выходных периодических сигналов счетчика С1 прямо­угольные опорные напряжения ФВ. Как известно, прямоугольный периодичес­кий сигнал раскладывается в ряд Фурье по нечетным гармоникам, следователь­но, выходной сигнал ФВ содержит как первую, так и высшие нечетные гармо­ники. Фильтр ФР_п выделяет высшую п-гармоннку выходного сигнала ФВ. Нуль-орган НО1 формирует из выходных синусоидальных сигналов фильтра ФРп прямоугольные импульсы, по фронту которых производится запись в ре­гистр Р1 с выходов счетчика СЗ текущего углового положения. На счетный вход этого счетчика поступают импульсы с выхода умножителя частоты УЧ, имеющие частоту в п раз выше частоты ГИ. Таким образом, фиксация кода углового положения производится л раз за один период выходного напряжения фазовращателя.

Канал определения угловой частоты вращения работает следующим обра­зом. Фильтр ФР1 выделяет первую гармонику выходного сигнала ФВ, а НО2 «формирует из выходных сигналов ФР1 прямоугольные импульсы, по фронту которых устанавливается в нулевое состояние триггер Т, вызывая закрытие ключа Кл и прекращая поступление ГИ на счетный вход С2. Через время, до­статочное для завершения переноса в этом счетчике, импульс с первого выхода формирователя задержанных импульсов ФЗИ разрешает перезапись кода ско-рости из счетчика С2 во второй регистр Р2. Импульс со второго выхода ФЗИ, воздействуя на вход предустановки С2, осуществляет запись в этот счетчик

кода, соответствующего промежутку времени, в течение которого он отключался от выхода ГИ. Импульс с третьего выхода ФЗИ устанавливает триггер Т в единичное состояние, и цикл определения кода скорости повторяется.

Недостатком совмещенного преобразователя углового, положения н ско­рости является невозможность одновременного обеспечения в широком диапа­зоне изменения частоты вращения высокой точности измерения как углового положения, так и частоты вращения вала. Это связано с тем, что для дости­жения минимальной погрешности определения углового положения необходима частота опорного сигнала, при которой достигается минимум погрешности опре­деления частоты вращения. Минимальное значение относительной погрешности измерения частоты вращения достигается за счет поддержания оптимального соотношения между измеряемой скоростью и частотой опорного сигнала фазо­вращателя.

Относительная погрешность определения скорости падает с уменьшением частоты вращения, если одновременно снижается частота опорного напряжения. Однако уменьшение частоты опорного напряжения приводит к увеличению по­грешности определения углового положения.

В (а. с. 994990 (СССР)] предложено следующее решение этого противоре­чия. Частота опорного сигнала ФВ выбирается постоянно исходя из условия минимума погрешности определения углового положения при максимальной частоте вращения; производится преобразование выходной частоты ФВ перед подачей на вход блока измерителя скорости исходя из условий минимума по­грешности определения текущего значения частоты вращения. Это достигается тем, что в преобразователь дополнительно включены блок умножения и деле- ния частоты с переменным коэффициентом, блок вычитания частот и блок пе­реключения диапазонов. Однако все это значительно усложняет преобразова­тель углового положения н скорости.