6.3. Пфк на основе цифровых фсс

На рис. 6.4 приведена упрощенная функциональная схема компенсационного ПФК с использованием системы следящего уравновешивания [22]. Сигнальное

напряжение с выхода ФВ подается на компенсационный электронный фазо­вращатель ЭФВ, фазовый сдвиг которого зависит от кода реверсивного счет­чика PC. Выходной сигнал ЭФВ поступает на один из входов фазочувстви­тельного детектора ФЧД, на второй вход которого подается опорное напря­жение Сигнал рассогласования с выхода ФЧД подается на первые входы

ключей Кл1 и Кл2, вторые входы которых подсоединены к выходу управляе­мого генератора УГИ. Частота следования импульсов УГИ зависит от ампли­туды напряжения с выхода ФЧД. В зависимости от знака рассогласования ключи Кл1 или Кл2 открываются, пропуская импульсы с УГИ на входы сло­жения или вычитания реверсивного счетчика PC. Таким образом, на выходе счетчика PC образуется код, пропорциональный перемещению 6. Точность рассмотренной схемы зависит в основном от погрешностей компенсационного ЭФВ н погрешностей ФСС.

Для повышения быстродействия компенсационных ПФК можно использо­вать, например, ФСС в режиме переменного шага (а. с. 383205 (СССР)]. Функ­циональная схема такого ПФК представлена на рис. 6.5. В этой схеме сигнал рассогласования с выхода ФЧД, получаемый, как и в предыдущей схеме, уп­равляет через формирователь знака ФЗ работой счетчика PC, переводя его соответственно в режим вычитания или сложения. Сигнал рассогласования при помощи формирователя ФЗ открывает схему И, которая пропускает импульсы с генератора ГИ на счетчик PC. При отсутствии напряжения на выходе ФЧД (сигнал рассогласования равен нулю) схема Я закрывается и на счетчике PC получаем код, пропорциональный входному перемещению 6.

Существенное отличие данной схемы состоит в том, что параллельно схеме ФСС, работающей, как и в предыдущем случае, в режиме следящего уравно­вешивания, подключается блок переменного шага БПШ (многоэталонный быст­родействующий преобразователь), который управляет работой счетчика PC. Включение блока БПШ происходит при скачкообразном изменении перемеще­ния 9 или в случае, когда скорость перемещения превышает предельно допу­стимую скорость работы ПФК и соответственно скорость изменения фазы. При этом БПШ устанавливает в ФСС значение фазового сдвига междуза время, не превышающее нескольких периодов сигнального напряженияТочность работы БПШ при этом определяется двоичным разрядом, где

— младший разряд двоичного кода ФСС.

Затем блок БПШ отключается и ФСС следящего уравновешивания точно устанавливает значение измеряемого фазового сдвига за 1—2 переключения счетчика PC. Включенный в цепь местной обратной связи дифференциатор Д обеспечивает устойчивость динамического режима ФСС подобно тахогенератору в схеме ПФК с электромеханической ФСС (см. рис. 6.2). Он вырабатывает про­порциональное частоте генератора ГИ постоянное напряжение, поступающее на схему сложения СС, где оно складывается с выходным напряжением ФЧД [11]

Если в схеме компенсационного фазовращателя ЭФВ имеются-цепи, то,следовательно, сигнал рассогласования будет зависеть от нестабильности ча­стоты опорного напряжения что скажется на точности ПФК в целом. Эта

погрешность является существенным недостатком рассмотренной схемы (рис. 6.5). Методы уменьшения частотное погрешности достаточно подобно были рас­смотрены в гл. 5. Поэтому здесь можно лишь подчеркнуть возможность исполь­зования практически всех этих методов в схемах ПФК компенсационного типа: В частности, в [11] приведена схема, в которой частотная погрешность уничто­жается известным методом за счет питания ФВ от ГИ через делитель частоты и фильтр.

Для увеличения разрешающей способности ПФК компенсационного тала можно также использовать, например, известные методы преобразования частот (см. гл. 5).

На рис. 6.6 представлена упрощенная схема компенсационного ПФК с циф­ровой ФСС, построенная на применении одного из этих методов [а. с. 245914, (СССР)]. Опорное и сигнальное напряжения с выхода ФВ подаются

вдва идентичных канала, включающих в себя смесителиCM1 и СМ2 и фильт-. ры-ограннчители Ф0Г1 и ФОГ2 (аналогично схеме рис. 5.25). Однако в от­личие от схемы рис 5.25 в данной схеме используются два гетеродина, в качестве которых применены триггерные счетчики С1 и С2 с коэффициентом деления частоты Импульсы с выхода генератораГИ с частотой посту­пают на входы этих счетчиков, и, та­ким образом, на входе смесителей СМ1 и СМ2 получаем два сигнала с часто­той

С выходов фильтров-ограничителей Ф0Г1 и ФОГ2 сформированные прямо­угольные напряжения, сдвиг фаз между которыми равен сумме фазовых сдвигов между выходными напряжениями счетчиков CJ и С2 и напряжениями и

поступают на фазочувствительный детектор ФЧД. Выходные импульсы ФЧД, поступающие (в зависимости от знака рассогласования) на счетчики С1 или С2, обеспечивают синфазность входных напряжений ФЧД за счет соот­ветствующего изменения фазового сдвига между выходными напряжениями счетчиков. Очевидно, что при этом сдвнг фаз между входными напряжениями счетчиков С1 н С2 становится однозначно равным сдвигу фаз между и

Цифровое отсчетное устройство ЦОУ считывает код, записанный в одном из счетчиков в момент перехода в нулевое состояние другого счетчика. Для уменьшения влияния внешних помех детектор ФЧД может быть снабжен фильтром. Изменяя частоту генератора ГИ, можно легко перестроить рассмот­ренную схему на любой диапазон частот измеряемых сигналов.

Как следует из принципа действия рассмотренной схемы (рис. 6.6), для правильной ее работы необходимо соблюдать точное фазирование и равенство частот входного в компенсационного сигналов. Последнее замечание, впрочем, относится ко всем ПФК компенсационного типа с цифровыми ФСС. Однако ори практической реализации это в ряде случаев представляет значительную сложность и как следствие приводит к дополнительному усложнению схемы ПФК в целом.

Поэтому представляет определенный интерес схема компенсационного ПФК, приведенная в {17], где фазирование и равенство частот входного и компен­сационного сигналов достигается в достаточной степени простыми средствами полностью на дискретных элементах (рис. 6.7). Схема работает следующим об­разом. Опорное и сигнальное напряжения поступают на формирова­тели Ф1 и Ф2, которые формируют старт- и стоп-импульсы. Старт-импульс с выхода Ф1 устанавливает триггер 77 в состояние 1. При этом открывается элемент И1, пропуская импульсы генератора ГИ на счетчик С. Одновременно с этим старт-импульс поступает напрямую на счетный вход счетчика С, пере-писывая тем самым в него дополнительным кодом содержимое реверсивного счетчика РС2. При этом дополнительный старший разряд счетчика С через дешифратор ДШ1 переходит в состояние 0, если старший разряд РС2 нахо­дится в нулевом состоянии, а хотя бы один из остальных разрядов находится

B СОСТОЯНИИ 1.

Во всех других случаях дополнительный разряд счетчика С устанавливает­ся в состояние 1. Разрешение на прохождение стоп-импульса дается с дешиф­ратора ДШ2 через элемент ИЛИ, как только старший и дополнительный раз­ряды счетчика С устанавливаются в состояние 1. При этом триггеры Т2 и ТЗ и элементы И2 и ИЗ совместно с генератором ГИ формируют пачки импульсов по двум выходам, причем знак рассогласования определяет выход, с которого снимаются эти пачки импульсов (И2 или ИЗ).

В каждой сформированной пачке число импульсов пропорционально зна­чению временного рассогласования между стоп-импульсом и выходным импуль-сом счетчика С. Пачки импульсов с выходов элемента И2 или ИЗ подаются на реверсивный счетчик РС1, предназначенный для уменьшения рассогласова­ния между стоп-импульсом и выходом счетчика С и последовательно подклю­ченный к счетчику РС2. При этом счетчик PCI выполняет в схеме функцию дискретного интегрирующего звена, а изменение емкости РС1 позволяет в до-

статочно широких: пределах регулировать добротность ФСС, что повышает точ­ность ПФК в целом. Выходной код преобразователя снимается со счетчика РС2 и соответствует при нулевом рассогласовании измеряемому перемеще­нию 6.

В заключение следует отметить, что цикл измерения прекращается, как только триггеры Т2 а ТЗ переходят в состояние 1, открывая элемент И4, вы­ходной сигнал которого переводит Т1 и 77 в нулевое состояние. С приходом очередного старт-импульса начинается следующий цикл измерений.

Точность рассмотренных схем ПФК компенсационного типа с цифровыми ФСС, как уже отмечалось, во многом зависит от статических погрешностей ком­пенсационного фазовращателя ЭФВ и фазочувствительного детектора ФЧД, которые являются основными узлами схем ПФК данного типа. Исследованию погрешностей и разработке методов повышения точности этих узлов посвящено большое количество работ [1, 3, 5, 7, 11, 17, 22, 26, 34, 35], и поэтому здесь структуры их построения рассматриваться не будут, тем более что, например, компенсационный фазовращатель ЭФВ относится к преобразователям код-фаза, которым посвящено не меньшее число работ [5, 13, 17, 22, 26, 42, 45], а рассмотрение этих вопросов выходит за рамки данной книги.

Рассмотрим один из возможных вариантов построения ПФК компенсаци­онного типа с цифровой ФСС, где в качестве фазовращателя ЭФВ применяет­ся преобразователь код — фаза с использованием счетчиков импульсов. Функ­циональная схема такого ПФК, построенная на использовании принципа фазо­вой автоподстройки частоты £17], приведена на рис. 6.8.

Схема включает в себя два контура фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ1 а ФАПЧ2, каждый из которых служит соответственно для опорного и сигнального напряжений, сдвиг фаз между которыми необходимо из­мерить. Оба контура ФАПЧ построены по аналогичным схемам.

Входные сигналы поступают на входы фазосдвигающих эле-

ментов ФЭ1 и соответственно, где сдвигаются по фазе наДалее,

проходя через делители напряжений ДИ1 и сдвинутые по фазе сигналы

суммируются с сигналами в суммирующих усилителях У1 и

В фазовых детекторах ФД1 и происходит сравнение по фазе выходных

сигналов усилителей и реверсивных счетчиков РС2 и Сигнал рассогласо-

вания с выходов ФД подается на преобразователи напряжение — частота ПНЧ1 и, Выходные импульсы ПНЧ поступают на входы сложения или

вычитания (в зависимости от знака сигнала рассогласования) последовательно соединенных счетчиков РС2 и При этом выходные коды РС1 и

плавно в пределах единицы младшего разряда счетчиков РС2 и управ-

ляют коэффициентами передачи делителей ДН.

Таким образом, в схеме осуществляется регулировка сдвига фаз выходных сигналов У1 и У2 до момента совпадения их с фазами выходных сигналов счетчиков РС2 и В этот момент сигнал рассогласования в каждом из

контуров ФАПЧ становится равным нулю, а выходной код ПФК. определяе­мый как разность кодов счетчиков РС1 и РС2 обоих ФАПЧ, соответствует измеряемому фазовому сдвигу между входными сигналами При

этом преобразователи ПНЧ и реверсивные счетчики PC выполняют роль ин­тегрирующих звеньев в прямой цепи преобразования. Компенсационными фазо­вращателями ЭФВ в данной схеме являются реверсивные счетчики PC совме­стно с генератором ГИ, т. е. фазовый сдвиг выходных напряжений такого типа ЭФВ пропорционален значению кода счетчиков PC. Суммирующий усилитель У2, на входы которого подаются выходные напряжения ФД обоих контуров ФАПЧ, введен в схему ФАПЧ для уменьшения динамической погрешности. Ста­тическая точность ПФК рассматриваемого типа определяется смещением нуле­вых положений детекторов ФД.

Следует подчеркнуть, что схемы ПФК компенсационного типа в общем слу­чае наиболее эффективны при высокочастотных наводках во входных цепях преобразователя для случая, когда отсутствуют влияния гармонических состав­ляющих помехи.

В заключение рассмотрим несколько конкретных схем компенсационных ПФК с использованием в качестве первичного преобразователя СКВТ.

Функциональная схема одного ПФК такого типа представлена на рис. 6.9 [49]. На роторную обмотку СКВТ подается синусоидальное напряжение В результате возникновения в воздушном зазоре между ротором и статором пульсирующего магнитного поля в статорных квадратурных обмотках наводятся

Эти ЭДС поступают на входы двух фазочувствительных выпрямителей ФЧВ, на другие входы которых поступают прямоугольные периодические меанд­ры, причем их фаза пропорциональна отработанному системой ФСС углу, зна­чение которого хранится в реверсивной счетчике PC. Периодические меандры появляются на выходах цифрового сравнивающего устройства ЦСУ в резуль­тате сравнения кода PC, соответствующего цифровому эквиваленту угла, от­работанного ФСС, и кода с выхода счетчика-делителя генератора Г питания, соответствующего значению текущей опорной фазы питающего напряжения, причем с первого выхода ЦСУ на вход ФЧВ поступают периодические меандры, первая гармоника которых, а со второго выхода — меандры, первая

гармоника которых. Фазочувствительные выпрямители осуществля-

ют умножение напряжений с квадратурных статорных обмоток и с выходов ЦСУ [49].

В результате умножения на выходах ФЧВ имеются напряжения

которые вычитаются на суммирующем усилителе СУ: В резуль-

тате вычитания на выходе СУ имеется постоянная составляющая напряжения

пропорциональная рассогласованию между фактическим угловым положе­нием вала и показанием PC, т. е. тем углом, который отработала следящая система:

Кроме того, в выходном напряжении усилителя присутствуют высшие гар­монические составляющиекоторые затем отфильтровываются фильтром Ф, Управляющий выходной сигнал Ф поступает на ПНЧ, который выдает после­довательность импульсов. Частота повторения их зависит от величины рассо­гласования Импульсы поступают в зависимости от знака рассогласова­ния на тот или другой вход PC. Например, когда вал СКВТ находится в по­ложении покоя и повернут на угол напряжение рассогласования в устано-новившемся режиме равно нулю и с PC счигывается код, соответствующий углу Если вал поворачивается на некоторый угол напряжение рассогла­сования достигает некоторого значения — положительного, если приращениеположительно, в отрицательного, если приращение отрицательно.

Напряжение рассогласования поступает на ПИЧ, который выдает после­довательность импульсов на вход +РС или —PC в зависимости от знакаТак как существует цепь, связывающая СУ н ФЧВ, по мере приближения ко­да PC к фактическому значению угла уменьшается напряжение рассогласова­ния а с ним и частота импульсов с выхода ПНЧ, Этот процесс продол­жается до тех пор, пока напряжение рассогласования не станет равным нулю, т. е. до того момента, когда код PC будет соответствовать фактическому угло-: вому положению вала. Таким образом, преобразователь следит за входными сигналами и непрерывно преобразует их.

Такой преобразователь способен обеспечить высокую точность преобразо­вания до в зависимости от класса применяемого СКВТ. Он позволяет* преобразовывать угловые положения вала СКВТ, вращающегося с частотой до 100 об/мин [49]. Однако его недостатком является то, что время переход-ного процесса, возникающего в ФСС преобразователя при его включении, слу­чайных сбоях и больших ускорениях вращения вала, достигает значительной величины, что приводит к снижению быстродействия.

С целью повышения быстродействия предложена структура построения fa. с. 801022 (СССР)], в которой отсчетная часть работает по методу «бегущей стробирующей метки», что обеспечивается введением в схему двух компарато­ров К1, К2, фаэосдвигающего элемента ФСЭ и схемы ИЛИ (рис. 6.10).

Выходные напряжения СКВТ поступают на ФСЭ, который обеспечивает получение напряжения, фаза которого пропорциональна углу поворота. Далее сигнал с ФСЭ поступает на вход Kt, который фиксирует переход синусоидаль­ного напряжения от отрицательной полуволны к положительной. Сигнал с вы­хода К1 поступает на первый вход элемента ИЛИ, на другой вход которого поступает сигнал с выхода К.2, подключенного к выходу СУ. Порог срабаты­вания К2 выбирается исходя из соображений минимального времени переход­ного процесса в ФСС при сохранении высокой точности преобразования. При срабатывании элемента ИЛИ сигнал с его выхода поступает на установочный вход PC и вслед за тем код со счетчика делителя генератора питания Г, соот­ветствующий углу поворота вала СКВТ, переписывается в реверсивный счет­чик, т. е. отсчетная часть преобразователя работает по методу «бегущей стро-бирующей метки». Когда выходное напряжение СУ не превышает напряжения срабатывания К2, преобразователь работает в следящем режиме. При сраба­тывании К2 ЦПУ переходит в циклический режим.

Вторым недостатком преобразователя рис. 6.9 являются его критичность к асимметрии синусного и косинусного каналов первичного преобразователя и слабое подавление нечетных гармоник на выходе синхронных детекторов. Этого недостатка лишен компенсационный ПФК [а. с. 1022203 (СССР)], функциональ­ная схема которого представлена на рис. 6.11,

Преобразователь содержит СКВТ, работающий в режиме фазовращателя, синхронные детекторы СД1 н СД2, фильтр нижних частот ФИЧ, преобразова­тель напряжение — частота ПНЧ, реверснонный счетчик PC, генератор частоты сетки ГЧС, синусно-косинусные генераторы СКП и СКГ2, преобразователи кода в напряжение ПКЦ1 и ПКН2 и тока Л/СП и ПКТ2. Схема работает следующим образом. На выходе фазовращателя наводятся напряжения

которые постулают на входы синхронных детекторовНа их опорные входы

с выходовподаются сигналы

При перемножения входного я опорного напряжений в СД1 получаем

где —коэффициент передачиСД1, а Аналогично на выходе

СД2 получаем

где— коэффициент передачиСД2, а

Напряжение на выходе сумматора СУ определяется выражением

Поскольку напряжение второй гармоники на выходе СУ невелико. Это-

напряжение подавляется фильтром нижних частот ФНЧ, тогда на его выходе-получаем

В установившемся состоянии что возможно только при Таким

образом, асимметрия вторичных обмоток фазовращателя и неравенство коэффи­циентов передачи ФВ не приводят к появлению ошибки преобразователя. По­скольку напряжения на входах СУ равны нулю, недостаточное подавление син­фазных сигналов в сумматоре также не приводит к появлению ошибок.

Взаимная компенсация в СУ напряжений второй гармоники, образующихся в СД, облегчает фильтрацию полезного сигнала в ФНЧ.

Отсутствие жестких требований к стабильности коэффициентов передач» СД позволяет использовать как релейные СД, так и гармонические. Гармони­ческий СД характерен абсолютной частотной избирательностью, что позволяет исключить влияние всех гармоник, но он значительно проигрывает релейному: детектору в стабильности коэффициента передачи, что не позволяет использо­вать гармонические СД в известных преобразователях.

В рассматриваемом преобразователе отсутствуют погрешности вследствие небольших асимметрии и неперпендикулярности первичных обмоток фазовраща­теля и напряжений питания первичных обмоток (эффект фильтра обратной по­следовательности), что уменьшает влияние погрешностей самого фазовращателя,, а также позволяет снизить его напряжения питания. Использование гармониче­ских синхронных детекторов снижает требования к содержанию гармоник в спектре напряжения питания фазовращателя, т. е. упрощает выполнение источ­ника питания [50].

Дальнейшее повышение точности может быть достигнуто применением двух-отсчетных следящих ЦПУ, особенности построения которых рассмотрены в гл.7..