- •Введение
- •Список сокращений
- •1. Линии передачи СВЧ
- •1.1. Основные положения
- •1.2. Коаксиальная линия передачи.
- •1.3. Двухпроводная линия передачи
- •1.4. «Витая пара»
- •1.5. Прямоугольный волновод
- •1.6. Круглый волновод
- •1.7. Планарные линии передачи
- •2. Теория длинных линий
- •2.1. Основы теории длинных линий
- •2.2. Нормированные значения напряжения
- •2.3. Коэффициент отражения
- •2.4. Нормированные сопротивление и проводимость
- •2.5. Интерференция падающей и отраженной волн в нагруженной линии
- •2.6. Входное сопротивление линии передачи с нагрузкой
- •2.7. Основные режимы работы линии передачи
- •2.8. Круговая диаграмма сопротивлений
- •2.9. Полуволновые и четвертьволновые трансформаторы
- •3. Согласование линий передачи
- •3.1. Общие положения теории согласования линий передачи с нагрузкой
- •3.2. Согласование с помощью четвертьволнового трансформатора
- •3.3. Согласование с помощью сосредоточенной реактивности
- •3.5. Согласование с помощью параллельного реактивного шлейфа.
- •3.6. Трансформаторы с тремя реактивными элементами.
- •4. Матричные методы описания устройств СВЧ
- •4.1. Матрицы рассеяния многополюсников
- •4.2. Волновые матрицы передачи многополюсников
- •5. Двухполюсники
- •5.1. Согласованные нагрузки
- •5.2. Реактивные нагрузки
- •5.3. Преобразователи СВЧ мощности
- •6. Четырехполюсники
- •6.1. Разъемы и соединения
- •6.2. Переходы между линиями разных типов
- •6.3. Нерегулярности в волноводе
- •6.4. Изгибы и скрутки волноводов
- •6.5. Аттенюаторы
- •6.6. Фазовращатели
- •6.7. Согласующие трансформаторы
- •7. Резонаторы и фильтры СВЧ
- •7.1. Объемные резонаторы
- •7.2. Основные типы резонаторов
- •7.3. Открытые резонаторы
- •7.4. Диэлектрические резонаторы
- •7.5. Резонатор, включенный на проход
- •7.6. Частотные фильтры
- •8. Шестиполюсники
- •8.1. Y-тройники
- •8.3. Шестиполюсные делители мощности
- •9. Восьмиполюсники и двенадцатиполюсники
- •9.1. Направленные ответвители
- •9.2. Мостовые устройства
- •9.3. Крестообразные соединения
- •9.4. Резонатор бегущей волны
- •9.5. Двенадцатиполюсники
- •10. Ферритовые устройства СВЧ
- •10.1. Основные свойства ферритов на СВЧ
- •10.2. Ферритовые устройства на эффекте Фарадея
- •10.3. Вентили с поперечно подмагниченным ферритом
- •10.4. Фазовые циркуляторы
- •11. Физические основы работы полупроводниковых приборов СВЧ диапазона
- •11.1. Энергетические зоны полупроводников
- •11.2. Процессы переноса заряда в полупроводниках
- •11.3 Полупроводники в сильных электрических полях
- •11.4. Контактные явления
- •12.1. Полупроводниковые аналоги вакуумных приборов СВЧ
- •12.2 Динамическая отрицательная проводимость
- •12.3. Лавинное умножение носителей заряда
- •12.4 Основные режимы работы ЛПД
- •12.5. Технический уровень промышленно выпускаемых ЛПД
- •13. Полупроводниковые приборы с объемной неустойчивостью (диоды Ганна)
- •13.1. Механизм междолинного перехода
- •13.2 Эффект Ганна и критерий Кремера
- •13.3 Динамика ганновских доменов
- •13.4. Классификация режимов работы генераторов Ганна
- •13.5. Предельные параметры генераторов Ганна
- •13.6. Способы повышения эффективности и верхнего частотного предела генераторов Ганна
- •14.1. Основы полупроводниковой технологии
- •14.2. Конструкции диодных СВЧ генераторов
- •14.3. Способы перестройки частоты
- •15. Повышение мощности полупроводниковых генераторов и освоение миллиметрового диапазона волн
- •15.1. Основные принципы построения СВЧ-сумматоров
- •15.2. Конструкции сумматоров мощности
- •15.3. Освоение миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов
- •16. Усилители СВЧ
- •16.1. Основные параметры усилителей
- •16.2. Классификация усилителей СВЧ
- •16.3. Однокаскадный транзисторный усилитель
- •16.4. Принцип действия балансного усилителя
- •17. Преобразователи частоты
- •17.1. Смесители
- •17.2. Преобразование частот в смесителе
- •17.3. Основные параметры смесителей
- •17.4. Небалансные смесители
- •17.5. Балансные смесители
- •17.6. Двойные балансные смесители
- •17.7. Кольцевые балансные смесители
- •17.8. Транзисторные смесители
- •Тесты для самопроверки
- •Ответы на тесты
- •Библиографические ссылки
- •Список рекомендованной литературы
- •Предметный указатель
270
Более широкую полосу обеспечивают НО на связанных линиях. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазона используют тандемные ответвители и ответвители Ланге. БС с такими НО (рис.17.10,д) обеспечивают развязку более 15 дБ при КСВ не хуже 1,5 в полосе несколько октав. Большой уровень развязки в широкой полосе частот в ГИС БС обеспечивают гибридные соединения на основе соединения линий передачи разных типов. В дециметровом диапазоне для уменьшения габаритов БС используют микроминиатюрные пассивные элементы с сосредоточенными параметрами. Балансные смесители, в отличие от небалансных, как правило, работают при нулевом смещении на диодах.
Для практического использования смесителей часто необходима более высокая развязка сигнального и гетеродинного входов. В БС с квадратурными мостами развязка достаточно мала и не превышает 10 дБ. Это обусловлено не только разбалансом схемы, но и также тем, что при неполном согласовании диодов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются в сигнальный вход. Во избежание этого недостатка смесительные диоды подключают ко входам квадратурного моста со сдвигом на Λ/4. На рис.17.10,в показана топологическая схема такого БС.
На рис.17.10,д показана схема БС на мосте Ланге с дополнительным подавлением зеркального канала с помощью селективных цепей, которые реализуют режим холостого хода, на рис.17.10,е – схема с реализацией короткого замыкания на ЗЧ. Коэффициент шума подобных смесителей удается уменьшить до 3,5–2,5 дБ. Применение смесителей с селективными цепями ограничено в виду их узкополосности.
Обобщая вышесказанное, можно выделить следующие достоинства БС перед НБС: 1) благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэффициент шума kш снижается на 2 – 5 дБ; 2) вся мощность сигнала гетеродина поступает на диод, поэтому можно использовать гетеродин меньшей мощности; 3) благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник гетеродина уровень побочных сигналов значительно меньший, как следствие – повышается помехоустойчивость и динамический диапазон; 4) повышается электрическая прочность смесителя, так как мощность поступает на 2 диода; 5) при выходе одного диода из строя схема остается работоспособной, однако уровень выходного сигнала при этом падает на ~3дБ, а kш возрастает на ~5–6дБ; 6) потери принятого сигнала за счет просачивания энергии в цепь гетеродина незначительные благодаря высокой развязке мостовых схем.
17.6. Двойные балансные смесители
Двойные балансные смесители (ДБС) позволяют обеспечить фазовое подавление на частоте ωЗК зеркального канала и восстановление энергии колебаний ЗЧ в ПЧ без использования входного фильтра, что позволяет уменьшить потери и обеспечивает более широкую полосу рабочих частот.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
271 |
|
|
|
|
БС1 |
Функциональная схема ДБС показана на рис.17.11. Балансные смесители |
|||||||||||||
и БС2 содержат по две смесительные секции и одному квадратурному мо- |
||||||||||||||
сту. Сигнал через тройник Т подводится на смесители синфазно, а колебания |
||||||||||||||
гетеродина через квадратурный мост М1 – с взаимным сдвигом на π/2. Плечи |
||||||||||||||
|
|
|
БС1 |
|
|
|
1-2 и 3-4 взаимно развязаны, передача между |
|||||||
|
φС |
|
|
|
|
диагональными плечами 1-3 и 2-4 осуществля- |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
СН1 2 |
|
|
|
7 СН2 |
ется без сдвига фазы, а в направлениях 1-4 и |
||||||||
ωС |
3 |
φг |
6 |
2-3 – с задержкой π/2. |
|
|
|
|||||||
|
TωГ |
М1 |
4 |
|
М2 |
|
|
|
|
На выходах БС выделяются ортогональ- |
||||
|
1 |
φг+π/25 |
8 ωПЧ |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
ные по фазе колебания ПЧ ϕ1ПЧ = ϕC − ϕГ − π 2 |
||||||||
|
φС |
|
БС2 |
|
|
|
и |
|
ϕ2ПЧ = ϕС − (ϕГ + π 2) − π 2 = ϕС − ϕГ − π. |
|||||
|
|
|
|
|
|
Они поступают на входы 5-6 моста М2 и скла- |
||||||||
|
Рис.17.11. Балансный |
|
дываются синфазно на его выходе 8. Шумы ге- |
|||||||||||
|
|
смеситель |
|
|
теродина заглушаются в каждом БС. |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Фазовое подавление приема по зеркаль- |
||||
ному каналу осуществляется следующим образом: принятая помеха ωЗК после |
||||||||||||||
преобразования |
ωПЧ = ωГ −ωЗК |
на |
выходе |
БС1 |
имеет |
фазовый |
сдвиг |
|||||||
ϕГ −ϕЗК + π 2, а на выходе БС2 – |
ϕГ −ϕЗК + π. Эти колебания ПЧ суммируются |
|||||||||||||
мостом М2 |
на выходе 7, к которому подключена согласованная нагрузка СН2. |
|||||||||||||
|
Повышение эффективности ДБС за счет восстановления энергии колеба- |
|||||||||||||
ний ЗЧ на ПЧ можно объяснить следующим образом. В результате взаимодей- |
||||||||||||||
ствия второй гармоники гетеродина с сигналом |
2ωГ − ωС = ωЗЧ в БС1 |
и БС2 |
||||||||||||
возникают противофазные колебания ЗЧ с фазами |
|
|
|
|||||||||||
|
|
ϕ1ЗЧ = 2ϕГ − ϕС + π, ϕ2ЗЧ = 2(ϕГ + π 2) −ϕС + π = 2ϕГ −ϕС . |
|
|||||||||||
Эти колебания распространяются в сторону входа ДБС на встречу друг другу и |
||||||||||||||
возбуждают стоячую волну с узлом поля в сигнальном входе синфазного дели- |
||||||||||||||
теля Т, который равноудален от обоих БС. Поэтому колебания ЗЧ не проходят в |
||||||||||||||
антенну, а п одводятся далее на вход смежного смесителя, например от БС1 к |
||||||||||||||
БС2, где выполняется преобразование ωГ −ω1ЗЧ = ω2ПЧ , которое должно дать |
||||||||||||||
колебания синфазные с продуктом основного преобразования. Для этого рас- |
||||||||||||||
стояние между входами БС1 |
и БС2 |
должно равняться нечетному числу полуволн |
||||||||||||
на ЗЧ (задержка на π). Таким образом, колебания, преобразованные из ЗЧ скла- |
||||||||||||||
дываются с основными, в результате чего мощность ПЧ на выходе ДБC возрас- |
||||||||||||||
тает, а Kш уменьшается на 1–1,5 дБ. |
|
|
|
|
|
|||||||||
|
Относительная полоса рабочих частот ДБC на квадратурных мостах со- |
|||||||||||||
ставляет 20-30%, при применении мостов Ланге может достигать октавы. |
|
272
17.7. Кольцевые балансные смесители
Наилучшие электрические параметры обеспечиваются в кольцевых ба-
лансных смесителях (КБС), благодаря использованию диодного моста (ДМ) из четырех диодов и широкополосных дифференциальных трансформаторов. КБС
|
|
3 |
|
VD4 |
|
VD6 |
VD5 |
|
VD2 |
VD1 |
ωс |
C2 |
|
|
|
|
|||||
L3 |
|
VD3 |
ωс TV1 |
|
|
|||||
|
C1 |
|
|
|
|
|
|
|
||
TV1 |
1 |
ωПЧ |
|
|
а |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
L4 |
R0 |
|
|
VD8 |
|
VD3 |
VD4 |
||
|
VD1 |
|
VD7 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
VD2 |
|
|
|
|
|
|
C2 |
4 |
|
L1 |
2 |
L2 |
TV3 |
|
TV2 |
|
|
|
|
C2 |
|
|
C2 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
ωг |
|
|
TV2 |
б |
УН2 |
|
ωПЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
в |
|
|
|
УН1 |
|
ωг |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
PПЧ |
|
|
е |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Pc |
|
|
Pг |
|
Pc |
|
|
|
|
|
Pг |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Pc |
|
|
|
|
|
Pг |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PПЧ |
|
|
|
|
|
|
|
г |
|
|
|
д |
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.17.12. Кольцевые смесители: |
|
|
|
а– диодный мост; б – обозначение на схемах; в – электрическая схема КС;
г– КС с согласующими трансформаторами; д – эквивалентная схема КС
ссогласующими трансформаторами; е – электрическая схема ДКС
более широкополосные, чем ДБС, поскольку в них между парами диодов нет соединительных линий. Колебания сигнала uС (t) и гетеродина uГ (t) подводят к
ортогональным диагоналям сбалансированного диодного моста, который имеет вид кольца из изготовленных на одном кристалле четверки диодов с практически одинаковыми параметрами (рис.17.12,а), поэтому развязка цепей сигнала и гетеродина достигает 25–30 дБ. Благодаря симметрии схемы компенсируются четные гармоники гетеродина и сигнала, в результате чего осуществляется дополнительное подавление нежелательных комбинационных продуктов преобразования и возрастает динамический диапазон смесителя. На рис.17.12,б показано условное обозначение ДМ на электрических схемах.
На рис.17.12,в показана электрическая схема КБС. Принятый сигнал подводится к одной из диагоналей ДМ через согласующий симметрирующий трансформатор TV1, напряжение гетеродина подводится к другой диагонали че-
273
рез TV2. Выход ПЧ, на груженный сопротивлением R0, шунтируется на СВЧ конденсатором С1 и подключается к средним точкам 1 и 2 с помощью одинаковых дросселей L1–L4, сопротивление которых большое на высоких частотах и малое на ПЧ. Р азвязывающие конденсаторы С2 должны пропускать сигналы СВЧ и препятствовать замыкание токов ПЧ через трансформаторы в случае асимметричности схемы. Напряжение гетеродина со вторичной обмотки TV2 в положительные полупериоды открывает диоды VD1 і VD2, а в отрицательные – VD3 и VD4, подключая поочередно вывод 4 или 3 вторичной обмотки сигнального трансформатора TV1 к корпусу 2 через открытые пары диодов и дроссели
L1 и L2.
Разность между частотами колебаний сигнала и гетеродина равна ПЧ, причем ωПЧ << ωС ≈ ωГ , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между
напряжениями uС и uГ изменяются медленно в сравнении с периодом их колебаний. Если напряжения uС и uГ синфазны, тогда в положительный полупериод uГ под действием напряжения uС/2 с L4 в цепях ПЧ течет ток от точки 1 через нагрузку R0, точку 2, дроссели L1 и L2 и открытые диоды VD1 и VD2 до точки 4, а в отрицательный полупериод – от точки 1 в том же направлении через R0, точку 2 к дросселям L1, L2 и далее через открытые диоды VD3, VD4 до точки 3. Низкочастотная составляющая такого пульсирующего тока и есть ток ПЧ, НВЧ-составляющие шунтируются конденсатором С1. Ток ПЧ максимальный при синфазных uС и uГ, потом при возрастании разности фаз между ними уменьшается, в случае ортогональных uС и uГ ток ПЧ равен нулю, поскольку теперь ток, проходящий через R0 и C1, изменяет направление каждую четверть периода сигнала. Далее ток ПЧ изменяет знак, достигает максимума при проти-
вофазных uС и uГ и т.д.
Эффективное применение КБС в технике СВЧ диапазона возможно лишь при высокой степени симметрии дифференциальных трансформаторов и диодов. При конструировании интегральных схем смесителей дециметрового и более низкочастотных диапазонов применяют так называемые трансформаторы типа «длинной линии» (ТДЛ), в которых используют одну или несколько линий передачи, изготовленных в виде скрученных проводников, или отрезков коаксиальных кабелей. Такие трансформаторы имеют широкую рабочую полосу в высокочастотных диапазонах по сравнению с многовитковыми проводниковыми трансформаторами обычного типа.
Для уменьшения неравномерности АЧХ в области верхних частот длина линии выбирается из соотношения l = Λв/8, де Λв – длина волны в линии передачи на верхней частоте в заданном диапазоне. Нижнюю граничную частоту ТДЛ, которая определяется индуктивностью первичной обмотки трансформатора, можно значительно снизить, используя сердечник с высокой магнитной проницаемостью на низких частотах. Трудности реализации ТДЛ на ферритовых сердечниках с витыми проводниковыми линиями передачи возрастают с повышением рабочих частот из-за увеличения активных потерь в сердечниках и возрастания влияния нерегулярности линий передачи. Поэтому при конструи-