- •Введение
- •Список сокращений
- •1. Линии передачи СВЧ
- •1.1. Основные положения
- •1.2. Коаксиальная линия передачи.
- •1.3. Двухпроводная линия передачи
- •1.4. «Витая пара»
- •1.5. Прямоугольный волновод
- •1.6. Круглый волновод
- •1.7. Планарные линии передачи
- •2. Теория длинных линий
- •2.1. Основы теории длинных линий
- •2.2. Нормированные значения напряжения
- •2.3. Коэффициент отражения
- •2.4. Нормированные сопротивление и проводимость
- •2.5. Интерференция падающей и отраженной волн в нагруженной линии
- •2.6. Входное сопротивление линии передачи с нагрузкой
- •2.7. Основные режимы работы линии передачи
- •2.8. Круговая диаграмма сопротивлений
- •2.9. Полуволновые и четвертьволновые трансформаторы
- •3. Согласование линий передачи
- •3.1. Общие положения теории согласования линий передачи с нагрузкой
- •3.2. Согласование с помощью четвертьволнового трансформатора
- •3.3. Согласование с помощью сосредоточенной реактивности
- •3.5. Согласование с помощью параллельного реактивного шлейфа.
- •3.6. Трансформаторы с тремя реактивными элементами.
- •4. Матричные методы описания устройств СВЧ
- •4.1. Матрицы рассеяния многополюсников
- •4.2. Волновые матрицы передачи многополюсников
- •5. Двухполюсники
- •5.1. Согласованные нагрузки
- •5.2. Реактивные нагрузки
- •5.3. Преобразователи СВЧ мощности
- •6. Четырехполюсники
- •6.1. Разъемы и соединения
- •6.2. Переходы между линиями разных типов
- •6.3. Нерегулярности в волноводе
- •6.4. Изгибы и скрутки волноводов
- •6.5. Аттенюаторы
- •6.6. Фазовращатели
- •6.7. Согласующие трансформаторы
- •7. Резонаторы и фильтры СВЧ
- •7.1. Объемные резонаторы
- •7.2. Основные типы резонаторов
- •7.3. Открытые резонаторы
- •7.4. Диэлектрические резонаторы
- •7.5. Резонатор, включенный на проход
- •7.6. Частотные фильтры
- •8. Шестиполюсники
- •8.1. Y-тройники
- •8.3. Шестиполюсные делители мощности
- •9. Восьмиполюсники и двенадцатиполюсники
- •9.1. Направленные ответвители
- •9.2. Мостовые устройства
- •9.3. Крестообразные соединения
- •9.4. Резонатор бегущей волны
- •9.5. Двенадцатиполюсники
- •10. Ферритовые устройства СВЧ
- •10.1. Основные свойства ферритов на СВЧ
- •10.2. Ферритовые устройства на эффекте Фарадея
- •10.3. Вентили с поперечно подмагниченным ферритом
- •10.4. Фазовые циркуляторы
- •11. Физические основы работы полупроводниковых приборов СВЧ диапазона
- •11.1. Энергетические зоны полупроводников
- •11.2. Процессы переноса заряда в полупроводниках
- •11.3 Полупроводники в сильных электрических полях
- •11.4. Контактные явления
- •12.1. Полупроводниковые аналоги вакуумных приборов СВЧ
- •12.2 Динамическая отрицательная проводимость
- •12.3. Лавинное умножение носителей заряда
- •12.4 Основные режимы работы ЛПД
- •12.5. Технический уровень промышленно выпускаемых ЛПД
- •13. Полупроводниковые приборы с объемной неустойчивостью (диоды Ганна)
- •13.1. Механизм междолинного перехода
- •13.2 Эффект Ганна и критерий Кремера
- •13.3 Динамика ганновских доменов
- •13.4. Классификация режимов работы генераторов Ганна
- •13.5. Предельные параметры генераторов Ганна
- •13.6. Способы повышения эффективности и верхнего частотного предела генераторов Ганна
- •14.1. Основы полупроводниковой технологии
- •14.2. Конструкции диодных СВЧ генераторов
- •14.3. Способы перестройки частоты
- •15. Повышение мощности полупроводниковых генераторов и освоение миллиметрового диапазона волн
- •15.1. Основные принципы построения СВЧ-сумматоров
- •15.2. Конструкции сумматоров мощности
- •15.3. Освоение миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов
- •16. Усилители СВЧ
- •16.1. Основные параметры усилителей
- •16.2. Классификация усилителей СВЧ
- •16.3. Однокаскадный транзисторный усилитель
- •16.4. Принцип действия балансного усилителя
- •17. Преобразователи частоты
- •17.1. Смесители
- •17.2. Преобразование частот в смесителе
- •17.3. Основные параметры смесителей
- •17.4. Небалансные смесители
- •17.5. Балансные смесители
- •17.6. Двойные балансные смесители
- •17.7. Кольцевые балансные смесители
- •17.8. Транзисторные смесители
- •Тесты для самопроверки
- •Ответы на тесты
- •Библиографические ссылки
- •Список рекомендованной литературы
- •Предметный указатель
25
2.Теория длинных линий
2.1.Основы теории длинных линий
Полный анализ любых электромагнитных систем сводится к расчёту векторов электромагнитного поля, например E и H , в каждой точке пространства в каждый момент времени. Однако довести до конца решение системы уравнений Максвелла удаётся лишь для систем с достаточно простой геометрической конфигурацией.
В ряде случаев все необходимые для практики сведения о свойствах электромагнитных систем и устройств заключаются в оценках уровня мощности, которая передаётся между отдельными точками системы. Такую информацию можно получить, не используя методы электродинамики.
Если в составе системы можно выделить такие области пространства, в которых сконцентрирован преимущественно один из видов энергии, то в случае приближенного рассмотрения выделяют класс квазистационарных электрических цепей. Например, конденсатор концентрирует энергию электрического поля, а катушка индуктивности – магнитного, в резисторе осуществляется процесс преобразования электромагнитной энергии в тепловую, в источниках (генераторах) энергия неэлектромагнитного происхождения трансформируется в энергию электромагнитного поля.
Электромагнитные системы, для которых невозможно применить условия квазистационарности, называют волновыми или системами с распределёнными параметрами (англ. – distributed parameter).
Исторически первым объектом изучения стала линия передачи, образованная двумя параллельными проводниками, при условии, что длина линии либо больше, либо сопоставима с длиной волны. Такие линии передачи назвали
длинными (англ. – long line).
Отрезок линии передачи будем рассматривать как квазистационарный четырёхполюсник. Его внутреннюю структуру выбираем такой, чтобы можно было учитывать:
−накопление энергии электрического и магнитного полей;
−преобразование части энергии в тепло, вызванное сопротивлением проводников и проводимостью изоляции.
Вслучае такого подхода количественными характеристиками линии передачи явля-
ются: погонная индуктивность L1 (Гн/м), по-
|
гонная ёмкость C1 (Ф/м), погонное сопротив- |
|
ление проводников R1 (Ом/м) и погонная про- |
|
водимость изоляции G1 (См/м) (индекс “1” |
Рис. 2.1. Для вывода |
означает, что эти величины описывают свой- |
телеграфных уравнений |
ства отрезка линии единичной длины). |
|
Выведем уравнения состояния регуляр- |
26
ной линии передачи, используя комплексные амплитуды напряжения U (z) и тока I(z) от продольной координаты. Будем считать, что зависимость от времени имеет вид exp( jωt). Представим линию как последовательное соединение отрезков длиной ∆ z каждый, при условии ∆ z → 0 такие четырёхполюсники могут быть описаны методами теории электрических цепей. Исходя из данных
в виде параметров линии передачи L1 , C1, |
R1 , G1 можно ввести погонное ком- |
|
плексное сопротивление Z1 = R1 + jωL1 и |
погонную комплексную проводи- |
|
мость Y1 = G1 + jωC1 . |
|
|
Обходя контур согласно рис.2.1, на основе второго закона |
Кирхгофа по- |
|
лучим: |
|
|
U (z + ∆z)−U (z)+ Z1I(z)∆z = 0 . |
(2.1) |
|
В соответствии с первым законом Кирхгофа имеем |
|
|
I(z)= I(z + ∆z)+Y1∆zU (z + ∆z). |
(2.2) |
Разностные уравнения (2.1) и (2.2) преобразуем в следующую систему уравнений:
|
|
|
|
|
|
|
||
U (z + ∆z)−U (z) |
= −Z1I(z) |
|
||||||
|
|
|||||||
|
|
|
||||||
|
|
∆z |
|
|
. |
(2.3) |
||
|
I(z + ∆z)− I(z) |
|
|
|
||||
|
= −Y U |
(z + ∆z) |
|
|||||
|
|
|||||||
|
|
∆z |
1 |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
Осуществим теперь операцию предельного перехода ∆ z → 0 , в результа-
те чего уравнения (2.3) преобразуются в систему двух обычных дифференциальных уравнений с постоянными коэффициентами:
|
|
= −Z1I |
|
dU |
|
||
|
|
. |
(2.4) |
dz |
|||
dI |
= −Y U |
|
|
|
|
1 |
|
dz |
|
|
Эта система дифференциальных уравнений получила название телеграф-
ных уравнений.
Из (2.4) можно легко получить уравнение Гельмгольца относительно U
или I , если обе части одного из уравнений продифференцировать по z, а потом второе уравнение подставить в полученное выражение. Тогда имеем
2 |
|
|
= 0 . |
(2.5) |
d U − Z Y U |
||||
dz2 |
1 |
1 |
|
|
|
|
|
|
Общее решение этого уравнение имеет вид
|
|
+ −γ z |
− |
γ z |
|
|
|
U (z) =U |
e |
|
+U e |
|
, |
(2.6) |
|
|
|
27
где U +,U − – комплексные амплитуды прямой (англ. – direct) и обратной (англ.
– return) волн, которые распространяются в направлении увеличения и уменьшения координаты z , соответственно; γ– постоянная распространения, которая
равняется γ = Z1Y1 .
Каждое из слагаемых описывает чисто бегущую волну. В определенных ситуациях с прямой волной ассоциируется падающая (англ. – incident) волна (волна, которая распространяется от генератора), а с обратной – отраженная (англ. – reflected) волна, обусловленная отражением от нагрузки (англ. – load).
Из первого уравнения в системе (2.4) и явного вида выражения для напряжения (2.6) следует выражение для тока:
|
|
|
|
|
|
|
|
+ |
γ |
|
|
|
|
− |
γ |
|
|
|
γ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
U |
|
|
|
U |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
+ |
|
−γz |
− |
|
γz |
|
|
|
|
|
−γz |
|
|
|
|
|
γz |
|
|
|
+ |
|
−γz |
|
− |
|
γz |
|
|
I |
(z) = I |
e |
|
+ I |
e |
|
= |
|
|
|
e |
|
− |
|
|
e |
|
= |
|
(U |
|
e |
|
−U |
|
e |
|
). |
(2.7) |
|
|
|
Z |
1 |
|
|
Z |
|
|
Z |
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Согласно выражению (2.7) ток для обратной волны в отличие от тока прямой волны имеет знак минус. Таким образом, ток в обратной волне направлен в противоположном направлении, при этом считается, что напряжения для прямой и обратной волн направлены одинаково.
Величину W = UI ++ = Zγ1 (Ом), которая определяется отношением ком-
плексных амплитуд напряжения и тока в бегущей волне, называют волновым сопротивлением линии передачи. Для обратной волны выражение, которое
описывает волновое сопротивление, должно иметь вид W = −UI −− . Необходи-
мость знака «минус» обусловлена тем, что токи прямой и обратной волн направлены в противоположные стороны. Тогда уравнение (2.7) приобретает вид
1 |
|
|
|
|
I(z) = |
|
(U +e−γz −U |
−eγz ). |
(2.8) |
W |
В линии передачи распространяется затухающая волна, скорость изменения амплитуды которой определяется действительной, а фазы – мнимою частью постоянной распространения.
Переходя от комплексной амплитуды к мгновенному значению напряжения, для прямой и обратной волн имеем
U (z,t)= Re{U (z)e jωt }=U +e−αz cos(ωt −βz), |
(2.9) |
|
U (z,t)= Re{U (z)e jωt }=U −e+αz cos(ωt +βz). |
||
|
Здесь ωt −βz и ωt +βz – полные фазы для прямой и обратной волн, соответственно. Условие ωt −βz = const определяет положение фазового фронта для
28
прямой волны. Фазовая скорость, характеризующая скорость распространения фазового фронта, равна:
|
|
|
|
|
ωt − const |
|
|
||
|
= dz |
|
d |
β |
|
ω. |
|
||
v |
= |
|
|
= |
(2.10) |
||||
|
|
|
|||||||
ф |
dt |
|
|
dt |
|
|
β |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Соответственно для обратной волны vф = −ωβ, то есть фазовые скорости
прямой и обратной волн одинаковы по модулю, но направлены в противоположные стороны.
В случае отсутствия потерь α = 0 , β = ωL1C1 , vф =1L1C1 (vф – не зависит от частоты), W = L1C1 .
2.2. Нормированные значения напряжения
Полученные выражения для волн напряжения и тока позволяют определить потоки мощности, которые переносят бегущие волны. Зафиксируем некоторую точку в регулярной линии передачи z = z0 , будем считать, что комплекс-
ные амплитуды напряжения и тока для бегущей волны известны и равны соответственно U (z0 ) и I(z0 ). Это позволяет определить полную среднюю мощность S согласно выражению
S(z0 ) = |
1 |
|
* |
(z0 ). |
(2.11) |
2 |
U |
(z0 )I |
|||
|
|
|
|
|
Ясно, что в в ыражении (4.1) использованы амплитудные значения напряжения и тока. Если перейти к комплексным действующим (англ. – effective)
~ |
|
|
~ |
I(z0 ) |
|
|
|
|
|
|
|
2 , то соответствующее выраже- |
|||||
значениям U (z0 ) =U (z0 ) 2 |
и I (z0 ) = |
|
||||||
ние для мощности примет вид |
~ |
~* |
|
|
|
|
||
|
|
|
(z0 ) . |
(2.12) |
||||
|
|
|
S(z0 ) =U |
(z0 )I |
В общем случае полная мощность S = P + jQ является комплексной ве-
личиной. Её действительную часть P называют активной мощностью, а мнимую часть Q – реактивной мощностью гармонического электромагнитного
процесса.
Пусть вдоль линии распространяется прямая волна в сторону возрастания координаты z . При этом
Uпр (z) = Iпр (z)W ,
таким образом,
|
1 |
2 |
~2 |
|
Pпр (z0 ) = |
2 |
Iпр (z0 ) Re(W ) = Iпр (z0 ) Re(W ) |
(2.13) |
29
(в правой части находится квадрат модуля комплексной амплитуды тока). Если рассматривать обратную волну, для которой
Uобр(z) = −Iобр(z)W ,
то
P |
(z |
) = − |
1 |
I 2 |
(z |
~ |
2 |
(z |
)Re(W ). |
(2.14) |
2 |
)Re(W ) = −I |
|||||||||
обр |
|
0 |
обр |
0 |
обр |
|
0 |
|
Для пассивных элементов, то есть для линий передачи, всегда выполняется Re(W ) > 0 , поэтому активная мощность, соответствующая прямой волне,
всегда положительна, а активная мощность обратной волны отрицательна. Разница в знаках мощности связана с противоположностью направлений токов прямой и обратной волн. Таким образом, в регулярной линии передачи направления потоков энергии и фазовые скорости совпадают.
Для мощности, которая переносится в линии, имеем следующее выраже-
ние:
P(z |
|
) = P |
|
(z |
|
|
) − P |
|
(z |
|
) = |
1 |
|
I 2 (z |
|
) Re(W ) − 1 |
I 2 |
(z |
|
) Re(W ) = |
||||||||
|
|
0 |
пр |
|
0 |
зв |
|
|
0 |
|
2 |
|
пр |
0 |
|
|
2 |
обр |
|
|
0 |
|
|
|
||||
= |
|
|
1 |
Uпр2 |
(z0 ) − |
|
|
|
|
1 |
|
|
|
Uобр2 |
(z0 ) = |
|
|
|
|
|
|
|
(2.15) |
|||||
2 Re(W ) |
|
2 Re(W ) |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
~ |
2 |
|
|
|
|
|
~2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
~2 |
|
|
|
|
1 ~2 |
||||
= Iпр (z0 ) Re(W ) − Iобр (z0 ) Re(W ) = |
|
|
Uпр (z0 ) |
− |
|
|
|
U |
обр (z0 ). |
|||||||||||||||||||
|
Re(W ) |
Re(W ) |
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Используя известное алгебраическое тождество, можно записать |
|
|||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
P(z0 ) = |
|
|
|
|
1 |
|
|
(Uпр2 (z0 ) −Uобр2 (z0 )) = |
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
2 Re(W ) |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
= |
|
|
1 |
|
|
|
(Uпр (z0 ) +Uобр (z0 ))(Uпр (z0 ) −Uобр (z0 )) = |
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
2 Re(W ) |
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.16) |
|||||
|
|
|
|
|
= |
|
1 (Uпр (z0 ) +Uобр (z0 ))(Iпр (z0 ) + Iобр (z0 )) = |
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
2~ |
|
|
|
|
~ |
|
|
|
|
~ |
~ |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
= (Uпр (z0 ) |
+U |
обр (z0 ))(Iпр (z0 ) |
+ Iобр (z0 )). |
|
|
|
Для трактов, в которых можно пренебречь потерями, в выражениях (2.13)
– (2.16) вместо Re(W ) можно просто использовать W , поскольку для данного
случая волновое сопротивление – величина действительная.
В волноводных трактах СВЧ невозможно ввести традиционные напряжение и ток, такие величины имеют физический смысл только в линиях передачи, в которых распространяются ТEM-волны. Во многих задачах проектирования СВЧ схем информация о структуре поля не является необходимой. Данных об уровне передаваемой мощности или соотношении между мощностями падающей (т.е. распространяющейся от генератора к нагрузке) и отражённой (т.е.