s11 = s22 = s33 = s44 = A ;

s12 = s21 = s34 = s43 = B ;

s13 = s31 = s24 = s42 = C ;

s14 = s41 = s23 = s32 = D .

148

Таким образом, матрица рассеяния симметричного взаимного восьмиполюсника имеет четыре независимых элемента:

Идеальный НО является внутренне согласован по всем плечам. В этом случае A = 0.

Различают два основных типов НО: первого рода, или сонаправленный (рис.9.1,а), и второго рода, или противонаправленный (рис.9.1,б). Если НО включается в основной СВЧ тракт плечами 1 и 3, то линию передачи 1–3 называют первичной или основной, а 2–4 – вторичной или дополнительной.

Определим матрицу рассеяния НО первого рода. Тогда, согласно его свойствам, если возбуждать устройство со стороны плеча 1 (рис.9.1,а), то часть энергии будет ответвляться в плечо 4 и не будет проходить в плечо 2. Таким образом плечи 1 и 2 в идеальном НО первого рода полностью развязаны. Поскольку, к тому же, устройство симметричное, то развязанными будут также плечи 3 и 4.

Таким образом, матрица рассеяния идеального НО первого рода имеет

вид

Будем считать, что потери в ответвителе отсутствуют, тогда матрица S унитарна, то есть

C 2 = D 2 =1; CD + DC = 0.

Согласно первому уравнению можно записать D = 1− C 2 . Подбирая положе-

ния плоскостей отсчета фаз, один из элементов, например C или D , можно сделать действительным (чтобы не нарушать симметрию устройства, плоскости отсчета фаз во всех плечах следует перемещать одновременно на одинаковые расстояния, так можно подобрать фазу только для одного элемента матрицы S ). Пусть действительным будет коэффициент C . Тогда второе уравнение

CD + DC = C(D + D ) = 0

будет выполняться только тогда, когда коэффициент D – мнимая величина. Можно принять D = ± jq , где q ≥ 0 . Окончательно идеальную матрицу рассея-

ния НО первого рода можно записать в виде

149

Матрица рассеяния НО второго рода имеет вид

Множитель ± j указывает на то, что сигналы в выходных плечах сдви-

нуты по фазе на 90°, то есть находятся в квадратуре. Знак зависит от конструкции ответвителя.

Реальные направленные ответвители характеризуют такими основными параметрами (определения приведены для сонаправленного ответвителя).

Переходное ослабление или связь (англ. – coupling) – отношение входной мощности первичной линии к выходной мощности вторичной линии, выраженное в децибелах:

Рабочее затухание (англ. – attenuation) – отношение входной к выходной мощности первичной линии, выраженное в децибелах:

Направленность (англ. – directivity) – равна отношению (в децибелах) мощностей на выходе рабочего и нерабочего (развязанного) плеч вторичной линии:

Развязка или изоляция (англ. – isolation) – отношение выходной мощности первичной линии к входной мощности развязанного (нерабочего) плеча вторичной линии, выраженное в децибелах

Неравномерность деления мощности (баланс выходных плеч) определя-

ется как разность между переходным ослаблением и рабочим затуханием в первичной линии, выраженная в децибелах

150

Согласование НО с линией, по которой подается мощность, характеризуют КСВ КстU , который определяется во входном плече НО, в то время как к

остальным плечам подключены согласованные нагрузки

Потери НО определяются отношением мощности во входном плече первичной линии к сумме мощностей в выходном плече первичной линии и рабочем плече вторичной линии:

Коэффициент деления по напряжению М равен отношению амплитуды выходного сигнала в первичной линии к амплитуде выходного сигнала в рабочем плече вторичной линии

Коэффициент деления по мощности m равен квадрату коэффициента де-

ления по напряжению

Фазовые соотношения НО характеризуют абсолютные значения фаз сигналов в плечах или фазовый сдвиг сигналов в выходных плечах.

Полосу пропускания НО определяют полосой частот, в границах которой несколько рабочих параметров НО ухудшаются на заданную величину. В полосе пропускания определяют центральную рабочую частоту.

В рабочем диапазоне частот f параметры НО имеют значения, не хуже

указанных.

НО с переходным ослаблением C >10 дБ называют ответвителями со слабой связью, а с C <10 дБ – с сильной связью. Ответвитель с переходным ослаблением C = 3дБ называют гибридом, его матрица рассеяния (для сонаправленного ответвления) имеет вид

Существует большое разнообразие конструкций направленных ответвителей, наиболее типичные из них приведены на рис.9.2.

Конструктивно наиболее простым является НО со связью волноводов через круглое отверстие, размещенном в центре широких стенок (рис.9.2,а). Такое устройство называют ответвителем Бете (англ. – Bethe hole coupler). Отвер-

151

стие связывает волноводы как по магнитному, так и по электрическому полю. Причем, электрическое поле возбуждает в дополнительном волноводе синфазные волны, а магнитное – противофазные. В результате волны в одном плече складываются в фазе, а в другом – в противофазе. Для уменьшения магнитной связи до величины электрической волноводы располагают под углом θ . Ответвители Бете имеют направленность до 20 дБ, переходное ослабление не ниже 20 дБ в относительной полосе частот до 10%.

Рис.9.2. Направленные ответвители:

а– ответвитель Бете; б – крестообразный; в – с двумя отверстиями связи;

г– многоэлементный; д – многоэлементный щелевой; е – шлейфный; ж – на связанных полосковых линиях; з – коаксиальный; и – мост Ланге;

к– обозначение на схемах

152

Достоинством крестообразного ответвителя (англ. – Moreno crossedguide coupler) (рис.9.2,б) является компактность. Отверстия связи (круглые, крестообразные, гантелеобразные и других форм) размещены на диагонали перекрещивания волноводов под углом 90° ближе к стенкам, где магнитное поле в волноводе имеет круговую поляризацию. Поскольку элементы связи размещены в местах с относительно слабой напряженностью электрического поля, крестообразные ответвители имеют повышенную электрическую прочность и их применяют при высоких уровнях мощности. Направленность крестообразных ответвителей не превышает 15 дБ для переходных ослаблений 7–10 дБ, в относительной полосе частот – до 10%.

Распространенными являются НО с ненаправленными элементами связи. Рис.9.2,в иллюстрирует, каким образом возникают направленные свойства в случае двух элементов связи в общей узкой стенке прямоугольных волноводов. В случае пренебрежимо малой связи каждое отверстие в дополнительном волноводе возбуждает две волны одинаковой амплитуды, которые распространяются в противоположных направлениях в сторону плеч 3 и 4. Поскольку отверстия расположены на расстоянии Λ / 4 , парциальные волны, которые распространяются в направлении плеча 3, будут складываться в фазе, а в направлении плеча 4 – в противофазе. Таким образом, энергия в плече 4 не будет поступать, это соответствует сонаправленному НО. Если бы отверстия были расположены на расстоянии Λ / 2 , то парциальные волны суммировались бы в направлении плеча 4, что соответствует противонаправленному НО. Но в последнем случае из-за проявления «эффекта длинной линии» частотная зависимость параметров НО будет в два раза сильнее.

Для повышения направленности, увеличения рабочей полосы частот и снижения переходного ослабления в НО применяют несколько элементов связи разной площади, это так называемые многодырочные (англ. – multihole) НО. На рис.9.2,г показан такой НО с круглыми отверстиями в общей узкой стенке между прямоугольными волноводами на расстоянии, близком к Λ / 4 для центральной частоты рабочего диапазона.

Более технологичную конструкцию, особенно для реализации в миллиметровом диапазоне, имеют НО со щелями по всей высоте общей узкой стенки волноводов (рис.9.2,д). Такие НО в полосе частот до 40% имеют направленность выше 20-30 дБ при переходных ослаблениях больших, чем 3 дБ [11].

Общим недостатком НО с элементами связи в общей узкой стенке является их сравнительно большая длина, поскольку соседние элементы связи расположены на расстоянии, близком к Λ / 4 . С увеличением частоты переходное ослабление монотонно растет, в рабочей полосе частот неравномерность C достигает ±2 дБ. Однако это не является препятствием для эффективного применения таких НО в интерферометрах. Поскольку здесь важным является не абсолютное значение, а отношение мощностей падающей и отраженной волн, измеренных с помощью двух идентичных НО.

Меньшую частотную зависимость имеют так называемые шлейфные ответвители, в которых волноводы связаны с помощью отрезков прямоугольного

153

волновода разной высоты, длина отрезков близка к Λ / 4 . Шлейфы включаются также на расстоянии ~ Λ / 4 центральной частоты рабочего диапазона. Высоту основного и дополнительного волноводов в местах соединения со шлейфами иногда также ступенчато изменяют. Однако, таким НО практически не уступают по своим характеристикам шлейфные ответвители с неизменной высотой основного и дополнительного волноводов (рис.9.2,е) [12]. К тому же, такая конструкция является более технологичной. Из-за сильной связи по широкой стенке волноводов использование более шести шлейфов нецелесообразно. Например, четырехшлейфные ответвители имеют переходные ослабления от 1,5 дБ до 12 дБ при неравномерности ±(0,1-0,5) дБ и направленности более 30 дБ в полосе частот 15-25%.

Полосковый НО с распределенной электромагнитной связью изображен на рис.9.2,ж, он более известный под названием ответвитель на связанных линиях (англ. – coupled line directional coupler). Длина области связи l составляет нечетное число четвертей длин волн в линии на средней частоте рабочего диапазона. Наиболее часто l ≈ Λ / 4 . Степень связи зависит от зазора между линиями. Для уменьшения переходного ослабления используют лицевую связь, когда полоски через изолятор накладываются друг на друга. Принцип действия ответвителя на связанных линиях основан на том, что электрическое поле в основной линии возбуждает в дополнительной синфазные волны, которые распространяются в обе стороны, а магнитное – противофазные. В результате в плече 3 парциальные волны компенсируют друг друга, и энергия распространяется в направлении плеча 4, таким образом, ответвитель на связанных линиях является противонаправленным. НО этого типа обеспечивают направленность большую 25 дБ в полосе частот, которая практически превышает октаву.

Одним из основных недостатков ответвителей на связанных линиях является то, что для уменьшения переходного ослабления необходимо зазор между линиями делать слишком узким. Для реализации сильносвязанных ответвителей применяют различные конструкции, представляющие собой, по сути, систему из двух ответвителей. При этом удается получить малые значения переходных ослаблений (до 3дБ) при достаточно больших зазорах между линиями. Существует ряд конструкций, в которых реализован данный подход. Наиболее распространенными являются так называемые направленные ответвители Ланге (англ. – Lange coupler; рис.9.2,и). Недостатком ответвителей Ланге является наличие проволочных перемычек, которые ограничивают применение таких ответвителей в см- и ммдиапазонах волн. Перемычки для уменьшения паразитных индуктивностей изготавливаются из нескольких проволочек. Трехдецибельные ответвители Ланге на частотах 2-4 ГГц обеспечивают развязку 2240 дБ.

Коаксиальный вариант ответвителя на связанных линиях показан на рис.9.2,з. Здесь в плече 3, развязанном с плечом 1, для согласования встроен резистор с сопротивлением, равным волновому сопротивлению линии.