
- •1. Введение в анализ и синтез базовых узлов линейной обработки
- •1.1. Преобразование Лапласа как метод анализа линейных схем
- •1.2. Примеры расчета передаточных функций некоторых пассивных
- •1.2.1. Пассивный rc фильтр низких частот первого порядка
- •1.2.2. Простейший пассивный rlc фильтр низких частот
- •1.3. Примеры расчета передаточных функций простейших активных
- •1.3.1. Неинвертирующий усилитель
- •1.3.2. Инвертирующий усилитель
- •1.3.3. Активный инвертирующий интегратор
- •1.4. Введение в реализацию arc биквада
- •1.4.1. Принцип масштабирования пассивных элементов в arc фильтрах
- •1.5. Введение в концепцию переключаемых конденсаторов
- •1.5.1. Неинвертирующий переключаемый конденсатор с задержкой,
- •1.5.2. Неинвертирующий переключаемый конденсатор без задержки,
- •1.5.3. Инвертирующий пк интегратор без задержки, не чувствительный
- •1.5.4. Инвертирующий переключаемый конденсатор с задержкой,
- •1.5.5. Неинвертирующий пк интегратор с задержкой
- •1.6. Реализация биквада на базе переключаемых конденсаторах
- •1.7. Дискретизация аналогового сигнала. Идеальные выборки
- •1.7.1. Передаточная функция пк интегратора без задержки
- •1.7.2. Передаточная функция пк интегратора с задержкой
- •Модели элементов интегральных схем
- •3. Базовые элементы кмдп операционных усилителей
- •3.1. Простейший усилитель напряжения с общим истоком
- •3.1.1. Простейший усилительный каскад с общим истоком и активной
- •3.1.2. Малосигнальные характеристики простейшего кмдп усилителя
- •3.1.3. Частота единичного усиления простейшего усилителя
- •3.1.4. Соотношение малосигнальных параметров простейшего
- •3.1.5. Простейший усилитель в режиме большого сигнала
- •3.1.6. Расчет выходного сопротивления
- •3.1.7. Элементарный анализ величины входной емкости. Емкость Миллера
- •3.1.8. Пример топологии простейшего усилителя
- •3.2. Выходное сопротивление и коэффициент передачи каскада с диодом в нагрузке
- •3.3. Токовое зеркало
- •3.3.1. Формирование режимных потенциалов в простейшем усилителе с общим истоком
- •3.4. Истоковый повторитель
- •3.4.1. Выходное сопротивление и входная емкость истокового
- •3.5. Метод увеличения выходного сопротивления усилителя
- •3.6. Каскодный усилитель
- •3.6.1. Передаточная функция простейшего каскодного усилителя с идеальной токовой нагрузкой
- •3.6.2. Роль емкости в выходном узле каскодного усилителя.
- •3.6.3. Диапазон изменения выходного напряжения
- •3.6.4. Схемы формирования постоянного смещения на затворе каскодного транзистора.
- •3.6.5. Каскодное токовое зеркало
- •3.6.6. Самосмещаемое каскодное токовое зеркало
- •3.7. Концепция активного каскодного транзистора (материал для дополнительного изучения подготовленными студентами с использованием периодической литературы)
- •3.8. Дифференциальный каскад
- •3.8.1. Допустимый диапазон входного синфазного напряжения
- •3.8.2. Дифференциальный каскад как источник тока, управляемый входным напряжением. Несимметричный и симметричный входные сигналы
- •4. Архитектуры кмдп операционных усилителей
- •4.1. Методика оценки малосигнальных характеристик операционного усилителя
- •4.1.1. Методика замены нескольких действительных неосновных полюсов в передаточной функции операционного усилителя одним «эффективным» неосновным полюсом
- •4.1.2. Расчет запаса фазы операционного усилителя с действительными
- •4.2. Однокаскадные операционные усилители как операционные
- •4.2.1. «Телескопический» оитун
- •4.2.1.1. Базовые характеристики «телескопического» оитун
- •4.2.1.2. Упрощенная методика расчета фазы в «телескопическом» усилителе
- •4.2.1.3. Оценка частот неосновных полюсов «телескопического» оитун
- •4.2.1.4. Анализ переходных процессов
- •4.2.2. «Согнутый» каскодный оитун с р-канальным входом
- •4.2.2.1. Диапазоны входного синфазного и выходного напряжений
- •4.2.2.2. Режим малого сигнала
- •4.2.2.3. Переходной процесс в режиме большого сигнала
- •4.2.3. «Согнутый» каскодный оитун с n-канальным входом
- •4.3. Двухкаскадный операционный усилитель (оитун)
- •4.3.1. Базовая схема двухкаскадного оитун
- •4.3.2. Эквивалентная малосигнальная схема двухкаскадного усилителя
- •4.3.3. Передаточная функция двухкаскадного усилителя
- •4.3.4. Соотношение частот неосновного полюса, нуля и частоты единичного усиления
- •4.3.5. Частота единичного усиления двухкаскадного оитун
- •4.3.7. Реакция двухкаскадного оитун на большой входной сигнал.
- •4.3.8. Реакция двухкаскадного оитун на большой синусоидальный
- •4.3.9. Распространенная архитектура двухкаскадного оитун
- •5. Шум и его анализ в кмдп аналоговых имс
- •5.1. Основные определения
- •5.1.1. Cуммирование шумов
- •5.1.2. Анализ шума в частотной области
- •5.2. Пример расчета шума arc фильтра первого порядка
- •5.2.1. Реакция на шумовой источник тока
- •5.2.2. Реакция на шумовой источник тока
- •5.2.3. Реакция на шумовой источник напряжения
- •5.4. Приведенный ко входу собственный «белый» шум повторителя
- •5.5. Собственный шум многокаскадного усилителя
- •5.6. Шум каскодного усилителя
- •6. Полностью дифференциальные оитун
- •6.1. Базовая архитектура полностью дифференциальных схем
- •6.2. Принципиальные преимущества полностью дифференциальных схем
- •6.2.1. Зависимость потенциала общего истока дифкаскада от сигнала
- •6.3. Принципиальные недостатки полностью дифференциальных схем
- •6.4. Варианты непрерывных во времени схем синфазной обратной связи (сос).
- •6.4.1. Схема с ограниченным диапазоном входных сигналов.
- •6.4.2. Непрерывная во времени cхема сос с максимальным диапазоном
- •6.4.3. Варианты схем синфазной обратной связи на базе переключаемых конденсаторов
1.5.2. Неинвертирующий переключаемый конденсатор без задержки,
не чувствительный к паразитным емкостям
Для
устранения влияния нелинейных паразитных
конденсаторов на эффективную емкость
переключаемого конденсатора (ПК),
предложена другая схема коммутации ПК,
представленная на рис. 1.11. Здесь
и
– паразитные ёмкости аналоговых ключей,
подключенные соответственно к левой и
правой обкладкам ПК.
Требуется
передать заряд из положительного
(относительно аналоговой земли) источника
напряжения
в другой источник
произвольного знака и произвольной
величины. Как и для ПК на Рис. 1.10, замкнутые
состояния ключей, управляемые тактами
Ф1
и
Ф2,
не перекрываются.
Рис. 1.11. Инвертирующий переключаемый конденсатор без задержки, не чувствительный к паразитным емкостям.
(А)
Подготовительный полупериод от
до
.
Состояние тактовых сигналов: Ф2
=1 и Ф1
=0, т.е. ключи,
Sw3
и Sw4
замкнуты, а ключи Sw1
и Sw2
–
разомкнуты. При этом:
– конденсатор
С1
приведен в исходное состояние, т.е. обе
обкладки принимают нулевой потенциал
аналоговой земли и разряжаются. Любые
заряды, бывшие на обеих обкладках
конденсатора, уходят в источники
напряжения аналоговой земли, и в
результате приведен в исходное состояние.
Паразитные конденсаторы
и
также разряжены до нуля.
(В)
Рабочий такт в момент времени
.
Состояние тактовых сигналов: Ф1
=1 и Ф2
=0, т.е. ключи,
Sw1
и Sw2
замкнуты,
а ключи Sw3
и Sw4
– разомкнуты. При этом левая обкладка
конденсатора
заряжается до
зарядом
.
Поскольку конденсатор в любой момент
времени должен в целом быть электронейтральным
(в макроскопическом смысле), такой же
заряд, идентичный и по величине и по
знаку уходит («выталкивается») из правой
обкладки (с другой стороны, это эквивалентно
приходу на правую обкладку заряда той
же величины, но противоположного по
знаку). В результате в момент времени
через ключSw2
в
источник V2
из
правой обкладки конденсатора
«выталкивается» заряд, по величине и
по знаку идентичный заряду, пришедшему
из источника
на зарядку левой обкладки. Очевидно,
что настоящий ПК должен быть назван
«неинвертирующим
ПК без задержки»,
т.е.
.
(1.39)
Что касается паразитных конденсаторов, то
(С)
паразитный конденсатор
перезаряжается только от входного
источникаV1
и, очевидно, не влияет на величину заряда,
«вытолкнутого» в источник V2
и
(D)
паразитный
конденсатор
в обоих случаях, и приФ1
=1, и
при Ф2
=1,
разряжается
только до нулевого потенциала, т.е не
перезаряжается.
Очевидно, что рассматриваемый переключаемый
конденсатор на рис. 3.11 не
зависит от паразитных емкостей.
1.5.3. Инвертирующий пк интегратор без задержки, не чувствительный
к паразитным емкостям
Рассмотрим работу интегратора, роль резистора в котором выполняет неинвертирующий ПК без задержки, не чувствительный к паразитным емкостям. Рассматриваемый интегратор является инвертирующим, поскольку состоит из неинвертирующего ПК, подключенному к инвертирующему входу операционного усилителя ОУ.
В целях упрощения анализа операционный усилитель является идеальным, т.е. в нем отсутствует смещение нуля, отсутствует чувствительность к синфазной помехе, и в бесконечной полосе частот ОУ имеет бесконечное усиление. Рассматриваемый интегратор изображен на рис. 1.12.
Рис. 1.12. Инвертирующий интегратор без задержки:
(а) с подробным изображением ключей; (b) с условными перекидными
ключами
При анализе будем руководствоваться соображениями, приведшими к выражению (1.39).
Итак,
в момент времени
интегратор подключается к входному
напряжению
,
и заряд
через ключSw2
«выталкивается» из правой обкладки
конденсатора
в узел А, являющимся инвертирующим
входом ОУ.
Пусть
для определенности
,
т.е. входной потенциал более положителен,
чем потенциал аналоговой земли, равный
половине напряжения питания. В этом
случае пришедший в узел А заряд также
положителен, и потенциал этого узла
становится более положительным
относительно потенциала «аналоговой
земли». Поскольку неинвертирующий вход
ОУ подключен к аналоговой земле, а
инвертирующий вход стал более положительным
то потенциал выхода ОУ, являющийся также
выходом интегратора, изменяется вотрицательном
направлении. При этом в правую обкладку
интегрирующего конденсатора
входит отрицательный заряд, что приводит
к «выталкиванию» из левой обкладки
в узел А такого же по величине и знаку,
т.е.отрицательного
заряда, который компенсирует
положительный заряд, пришедший в узел
А из правой обкладки конденсатора
.
Процесс компенсации проходит все время,
пока узел А еще положителен относительно
неинвертирующего входа ОУ (при идеальных
ОУ и ключах все происходит мгновенно).
При изменении выходного потенциала на
величину
потенциалы обоих входов ОУ сравниваются,
т.е. отрицательный заряд величины
,
(1.40)
«вытолкнутого»
из левой обкладки конденсатора
,
сравнивается с величиной положительного
заряда, «вытолкнутого» из правой обкладки
и равного
(1.41)
Дополнительно
напоминаем, что и ключи, и операционный
усилитель предполагаются идеальными,
поэтому цепочка процессов (1) «выталкивание»
положительного заряда из правой обкладки
конденсатора
через ключSw2
в узел А; (2) увеличение потенциала узла
А; (3) переходной процесс отрицательного
изменения выходного потенциала на
величину
;
(4) компенсация зарядов в узле А –
происходят мгновенно, в момент времени
подачи логической «единицы» на управляющие
входы ключейSw1
и Sw2
и подключения левой обкладки конденсатора
к входному сигналу.
В
реальности все перечисленные процессы
происходят за промежуток времени от
до
,
пока Ф1=1
и замкнуты (проводят ток) ключи Sw1
и Sw2.
В связи с этим напряжение на выходе
интегратора устанавливается только к
моменту
,
и реальное минимальное время «отработки»
интегратором входного сигнала равно
половине периода тактового сигнала.
В
следующую половину периода, когда Ф1=0,
интегрирующий конденсатор
становится плавающим, поскольку при
идеальных ключах отсутствуют какие-либо
токи, разряжающие его левую обкладку.
В промежуток времени от
до
,
называемом временемхранения,
заряд на
неизменен и неизменно напряжение на
выходе интегратора, т.е.
.
Поскольку
до
момента
в конденсатореуже
находился некоторый начальный заряд
и, соответственно, на выходе интегратора
уже было начальное напряжение
,
то можно записать:
(1.42)
Из (1.42) следует важный вывод: точность приращения выходного напряжения на выходе ПК интегратора за время, равное периоду частоты дискретизации, определяется точностью отношения номиналов конденсаторов, находящейся, как правило, в пределах от 0,05% до 0,2%. В ARC интеграторе непрерывного времени случайные разбросы номиналов резисторов достигают ±20%, а конденсаторов – около ±5%, поэтому разброс в постоянной времени, как правило, более ±20%.