- •1. Введение в анализ и синтез базовых узлов линейной обработки
- •1.1. Преобразование Лапласа как метод анализа линейных схем
- •1.2. Примеры расчета передаточных функций некоторых пассивных
- •1.2.1. Пассивный rc фильтр низких частот первого порядка
- •1.2.2. Простейший пассивный rlc фильтр низких частот
- •1.3. Примеры расчета передаточных функций простейших активных
- •1.3.1. Неинвертирующий усилитель
- •1.3.2. Инвертирующий усилитель
- •1.3.3. Активный инвертирующий интегратор
- •1.4. Введение в реализацию arc биквада
- •1.4.1. Принцип масштабирования пассивных элементов в arc фильтрах
- •1.5. Введение в концепцию переключаемых конденсаторов
- •1.5.1. Неинвертирующий переключаемый конденсатор с задержкой,
- •1.5.2. Неинвертирующий переключаемый конденсатор без задержки,
- •1.5.3. Инвертирующий пк интегратор без задержки, не чувствительный
- •1.5.4. Инвертирующий переключаемый конденсатор с задержкой,
- •1.5.5. Неинвертирующий пк интегратор с задержкой
- •1.6. Реализация биквада на базе переключаемых конденсаторах
- •1.7. Дискретизация аналогового сигнала. Идеальные выборки
- •1.7.1. Передаточная функция пк интегратора без задержки
- •1.7.2. Передаточная функция пк интегратора с задержкой
- •Модели элементов интегральных схем
- •3. Базовые элементы кмдп операционных усилителей
- •3.1. Простейший усилитель напряжения с общим истоком
- •3.1.1. Простейший усилительный каскад с общим истоком и активной
- •3.1.2. Малосигнальные характеристики простейшего кмдп усилителя
- •3.1.3. Частота единичного усиления простейшего усилителя
- •3.1.4. Соотношение малосигнальных параметров простейшего
- •3.1.5. Простейший усилитель в режиме большого сигнала
- •3.1.6. Расчет выходного сопротивления
- •3.1.7. Элементарный анализ величины входной емкости. Емкость Миллера
- •3.1.8. Пример топологии простейшего усилителя
- •3.2. Выходное сопротивление и коэффициент передачи каскада с диодом в нагрузке
- •3.3. Токовое зеркало
- •3.3.1. Формирование режимных потенциалов в простейшем усилителе с общим истоком
- •3.4. Истоковый повторитель
- •3.4.1. Выходное сопротивление и входная емкость истокового
- •3.5. Метод увеличения выходного сопротивления усилителя
- •3.6. Каскодный усилитель
- •3.6.1. Передаточная функция простейшего каскодного усилителя с идеальной токовой нагрузкой
- •3.6.2. Роль емкости в выходном узле каскодного усилителя.
- •3.6.3. Диапазон изменения выходного напряжения
- •3.6.4. Схемы формирования постоянного смещения на затворе каскодного транзистора.
- •3.6.5. Каскодное токовое зеркало
- •3.6.6. Самосмещаемое каскодное токовое зеркало
- •3.7. Концепция активного каскодного транзистора (материал для дополнительного изучения подготовленными студентами с использованием периодической литературы)
- •3.8. Дифференциальный каскад
- •3.8.1. Допустимый диапазон входного синфазного напряжения
- •3.8.2. Дифференциальный каскад как источник тока, управляемый входным напряжением. Несимметричный и симметричный входные сигналы
- •4. Архитектуры кмдп операционных усилителей
- •4.1. Методика оценки малосигнальных характеристик операционного усилителя
- •4.1.1. Методика замены нескольких действительных неосновных полюсов в передаточной функции операционного усилителя одним «эффективным» неосновным полюсом
- •4.1.2. Расчет запаса фазы операционного усилителя с действительными
- •4.2. Однокаскадные операционные усилители как операционные
- •4.2.1. «Телескопический» оитун
- •4.2.1.1. Базовые характеристики «телескопического» оитун
- •4.2.1.2. Упрощенная методика расчета фазы в «телескопическом» усилителе
- •4.2.1.3. Оценка частот неосновных полюсов «телескопического» оитун
- •4.2.1.4. Анализ переходных процессов
- •4.2.2. «Согнутый» каскодный оитун с р-канальным входом
- •4.2.2.1. Диапазоны входного синфазного и выходного напряжений
- •4.2.2.2. Режим малого сигнала
- •4.2.2.3. Переходной процесс в режиме большого сигнала
- •4.2.3. «Согнутый» каскодный оитун с n-канальным входом
- •4.3. Двухкаскадный операционный усилитель (оитун)
- •4.3.1. Базовая схема двухкаскадного оитун
- •4.3.2. Эквивалентная малосигнальная схема двухкаскадного усилителя
- •4.3.3. Передаточная функция двухкаскадного усилителя
- •4.3.4. Соотношение частот неосновного полюса, нуля и частоты единичного усиления
- •4.3.5. Частота единичного усиления двухкаскадного оитун
- •4.3.7. Реакция двухкаскадного оитун на большой входной сигнал.
- •4.3.8. Реакция двухкаскадного оитун на большой синусоидальный
- •4.3.9. Распространенная архитектура двухкаскадного оитун
- •5. Шум и его анализ в кмдп аналоговых имс
- •5.1. Основные определения
- •5.1.1. Cуммирование шумов
- •5.1.2. Анализ шума в частотной области
- •5.2. Пример расчета шума arc фильтра первого порядка
- •5.2.1. Реакция на шумовой источник тока
- •5.2.2. Реакция на шумовой источник тока
- •5.2.3. Реакция на шумовой источник напряжения
- •5.4. Приведенный ко входу собственный «белый» шум повторителя
- •5.5. Собственный шум многокаскадного усилителя
- •5.6. Шум каскодного усилителя
- •6. Полностью дифференциальные оитун
- •6.1. Базовая архитектура полностью дифференциальных схем
- •6.2. Принципиальные преимущества полностью дифференциальных схем
- •6.2.1. Зависимость потенциала общего истока дифкаскада от сигнала
- •6.3. Принципиальные недостатки полностью дифференциальных схем
- •6.4. Варианты непрерывных во времени схем синфазной обратной связи (сос).
- •6.4.1. Схема с ограниченным диапазоном входных сигналов.
- •6.4.2. Непрерывная во времени cхема сос с максимальным диапазоном
- •6.4.3. Варианты схем синфазной обратной связи на базе переключаемых конденсаторов
3.1.8. Пример топологии простейшего усилителя
Уменьшение значения , необходимое для увеличения коэффициента усиления, приводит к пропорциональному уменьшению режимного тока и крутизн транзисторов. При этом:
(I) уменьшается режимный ток (пропорционально квадрату величины уменьшения ) с соответственным уменьшением скорости изменения потенциала на выходе усилителя, определяемых выражениями (3.30) и (3.31);
(J) пропорционально уменьшаются крутизны транзисторов, из-за чего уменьшается частотная полоса усиления (см выражение (3.23)) и увеличивается уровень собственных шумов усилителя.
Для компенсации перечисленных выше нежелательных последствий увеличивают ширины транзисторов, как активного, так и нагрузочного. При этом пропорционально увеличиваются и режимный ток, и крутизны транзисторов. Однако следует учитывать, что при увеличениипропорционально увеличивается значение паразитной емкостив выходном узле, что несколько снижает частотную полосу усиления.
Очевидно, что топологию широких транзисторов усилителя в составе реальной аналоговой интегральной схемы нецелесообразно создавать в виде единственного затвора с такими же широкими диффузионными областями стока и истока по бокам. Подобная неоптимальная топология изображена на рис. 3.11 (ширина p-канального транзистора в раза больше шириныn-канального транзистора, что необходимо для получения наибольшего диапазона . При этом требуется равенство граничных напряжений перехода ВАХ из пологой области в крутую при протекании в обоих транзисторах одинакового тока и, соответственно, одинаковые превышения над порогами входного и нагрузочного транзисторов, т.е.).
Неоптимальность топологии на рис. 3.11 состоит в неприемлемо большой паразитной емкости на выходе усилителя ввиду большой протяженностью границы между диффузионной областью стока и фоновой областью.
Рис. 3.11: Неоптимальная топология простейшего усилителя.
Как известно, под фоновым диэлектриком расположены охранные области с увеличенной по сравнению с подложкой концентрацией примеси, и pn-переход между стоком транзистора и охранной областью имеет значительную паразитную емкость, сравнимую с емкостью затвора и, в отдельных случаях, даже превышающую ее.
Паразитная емкость имеет несколько составляющих:
(3.39)
Здесь:
–емкость затвор-сток в n-канальном транзисторе; – емкость затвор-сток в p-канальном транзисторе;
–паразитная барьерная емкость pn-перехода сток-подложка в n-канальном транзисторе. Составляющие представлены ниже:
–емкость дна pn-перехода; – емкость по периметру.
Уменьшить паразитные емкости иp-n переходов стоков можно, расположив диффузионную область между затворами. При этом одна диффузионная область стока обслуживает не один, а ДВА затвора, и на каждый приходится меньше половины паразитной емкости pn-перехода.
Если диффузионная область стока обслуживает ОДИН затвор (верхняя и нижняя диффузионные области на рис. 3.13), то выражения для ипредставляются в виде:
(3.40)
(3.41)
Здесь: – удельная емкость днаpn-перехода на единицу площади, а – удельная емкостьpn-перехода между диффузионной и охранной областями на единицу длины. В выражении (3.40) учтено, что .
Если же диффузионная область стока обслуживает ДВА затвора (центральная диффузионная область на рис. 3.12), то следующие ниже выражения для идемонстрируют выигрыш в соответствующих паразитных емкостях:
(3.42)
(3.43)
Особенно значителен выигрыш в емкости , поскольку в выражении (3.43) отсутствует ее составляющая вдоль всей ширины.
Рис. 3.12: Топология транзистора с двумя параллельно соединенными затворами («двухпальцевая» топология транзистора).
Имея в виду резкое отличие паразитных емкостей крайних и центральной диффузионных областей, целесообразно, чтобы крайние диффузионные области на рис. 3.12 были соединены с источником питания, т.е. были истоками. При этом потенциалы этих областей неизменны и, несмотря на значительные величины паразитных емкостей, эти емкости не перезаряжаются и не влияют на частотные свойства усилителя.
Рис. 3.13: Оптимальная топология простейшего усилителя.
На рис. 3.13 изображена оптимальная топология простейшего усилителя, состоящая из двух «многопальцевых» МДП транзисторов: внизу– «двухпальцевого» n-канального, а вверху – «шестипальцевого» p-канального.