9.2. Структуры синтезаторов частот

Рассматриваемые в данной главе СЧ работают от одного ОГ и обеспечивают фазовую когерентность между каждым из выходных колебаний и колебаниями ОГ. Фазовая когерентность означает, что фазовый сдвиг между ними, за вычетом линейно изменяющейся во времени компоненты, связанной с различными номинальными значе­ниями частоты, не может неограниченно возрастать и что он стре­мится к постоянному значению.

Системы синтеза частот могут иметь двоичную, декадную или комбини-рованную структуру выбора нужной частоты из сетки воз­можных. Вычислительные преобразования могут быть различными, что приводит к многообразию структур СЧ. В частности, декадное

построение диктуется десятичной системой учета и регистрации час­тот с допустимой погрешностью, составляющей единицы герц при полосе частот десятки гигагерц. Двоичная структура легко сопряга­ется с цифровыми системами управления, так что выбор значения выходной частоты сводится к вводу нескольких кодов в двоичной или шестнадцатеричной форме, которые задают коэффициент про­порциональности между значениями эталонной и желаемой выход­ной частот.

В аналоговых синтезаторах прямого синтеза выходное колебание формируют непосредственно из эталонного с помощью смесителей, умножителей и делителей частот, отделяя нужную спектральную компоненту преобразованного колебания от остальных узкополос­ными фильтрами. Такие СЧ называют иногда пассивными. Значи­тельные технические трудности в них возникают из-за необходи­мости перестройки фильтров высокого порядка и нелинейных преобразовательных узлов при изменении выходной частоты из-за высоких требований к уровню ПСС.

Рассмотрим простейший пример прямого аналогового синтеза­тора сетки опорных частот из колебания эталонного генератора (ЭГ), использующего лишь умножение его частоты высокого порядка т = 10...100 (рис. 9.1).

Генератор гармоник (ГГ) выполняется как формирователь корот­ких импульсов с частотой следования f₀. Спектр его выходного сиг­нала содержит набор дискретных компонент с частотами f_n= nf₀, п = 1,2, ... Если длительность т импульсов в Q раз меньше, чем период их следования 1/f₀, и импульсы прямоугольные, то амплитуды спектральных компонент, которые по закону уменьшаются не более, чем в 2 раза для п < Q/5. Например, при Q = 100 получается не менее 20 гармоник частоты f₀ заметной ампли­туды. С помощью селектора гармоник (СГ) (узкополосного пере­страиваемого фильтра) выделяют из дискретного спектра нужную гармонику с частотой nf₀. Основная погрешность при п >> 1 возни­кает из-за того, что напряжение на выходе СГ создается не только током выбранной гармоники, но и токами соседних гармоник, попа-

Рис. 9.1. Структурная схема СЧ в виде умножителя частоты высокой кратности

дающих в полосу пропускания фильтра. При перестройке фильтра СГ в широком диапазоне с одной выбранной гармоники на другую трудно получить узкую полосу пропускания, необходимую для подавления соседних гармоник. Реализация узкополосных высоко­частотных перестраиваемых фильтров сложна. Обычно прибегают к двойному преобразованию частоты либо используют высокие филь­трующие свойства системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Однако даже для системы ФАПЧ наличие вместо гармони­ческого эталонного сигнала большого количества гармонических компонент создает повышенный уровень паразитных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала.

Структурная схема пассивного СЧ показана на рис. 9.2. Частота выходного сигнала/_вых связана с опорной частотой f₀ дробно-рациональным соотношением . При практическом выполнении умножителей частоты мощность выходных колебаний на гармонике быстро падает с увеличением кратности умножения частоты п. При выполнении операции преобразования частоты в сме­сителе и полосовом фильтре для достижения нужного уровня филь­трации зеркальных и высших комбинационных компонент нужно, чтобы частоты смешиваемых колебаний различались не более чем в 10 раз. В связи с этим целые числа

Х₁, Х₂, Z₁, Y₁, Y₂ не могут быть выбраны большими, а дробно-рациональное соотношение выходной и опорной частот может быть отношением только небольших целых чисел.

Для пассивных СЧ разработаны более сложные структурные схемы, в которых путем увеличения числа узлов умножения, деления и преобразования частоты можно получить при указанных ограниче­ниях сколь угодно точное приближение к желаемому соотношению выходной и опорной частот. Пассивные СЧ трудно перестраивать с

Рис. 9.2. Структурная схема пассивного СЧ:

ОГ — генератор опорных колебаний с частотой f₀ х Х х Х₂, x Z₁ — умножители час­тоты; : У₁, :У₂ — делители частоты; См. — смеситель; ПФ — полосовой фильтр

одной частоты на другую близкую частоту, а выполнение большин­ства каскадов с полосовыми LC-фильтрами различных частот приво­дит к существенному удорожанию устройства.

Прямые цифровые синтезаторы, называемые чаще цифровыми вычислительными синтезаторами (ЦВС), строятся на основе цифро­вого накопительного сумматора, преобразователя кодов и цифроана-логового преобразователя (ЦАП). Такие СЧ обеспечивают малые погрешности установки параметров, имеют широкие возможности по модуляции, малое время перехода от одной частоты к другой, но их выходные частоты ограничены быстродействием цифровых узлов.

Непрямые (активные или косвенные) СЧ используют в качестве выходных колебания генератора, управляемого по частоте напряже­нием, частота которого синхронизирована по опорному источнику с помощью кольца ФАПЧ. Синтезаторы частоты на основе ФАПЧ используются на сверхвысоких частотах вплоть до миллиметрового диапазона длин волн, но они сложнее в настройке, ограничены по функциональным возможностям, в них возможен режим потери ста­бильности частоты, например при выходе из полосы синхронизма.

Эти два класса СЧ подробнее рассматриваются в следующих параграфах.