8.3. Характеристики передатчиков с угловой модуляцией

Для оценки качества работы передатчиков с ЧМ, как уже говори­лось выше (см. рис. 8.4), применяют характеристики, аналогичные характеристикам передатчиков с AM:

статические модуляционные характеристики, представляющие собой зависимость частоты ω от медленно меняющегося управляю­щего напряжения Е_мод на управителе частоты;

динамические модуляционные характеристики, представляющие ту же зависимость ω(Е_мод), но при быстро меняющемся Е_мод;

амплитудные характеристики, показывающие, как зависит индекс модуляции т от амплитуды модулирующего напряжения U_Ω на дан­ной частоте сигнала информации Ω;

частотные характеристики, представляющие зависимость индекса модуляции т от частоты сигнала U_Ω при постоянной амплитуде U_Ω;

зависимости амплитуды колебаний U от напряжения Е_мод, опреде­ляющие паразитную амплитудную модуляцию.

Наиболее важной является СМХ, которую рассмотрим подробнее. Напряжение Е_мод представим суммой постоянного смещения Е₀ и переменной составляющей АЕ:

Е_мод = Е₀ + ∆Е. (8.6)

Средняя частота колебаний определяется при ∆Е = 0 и равна ω₀ = ω (Е₀). Обычно СМХ удобно центрировать и представлять как зави­симость относительной девиации частоты у = ∆ω / ω₀ = (ω - ω₀)/ω₀ от нормированной переменной составляющей ε = ∆E/E₀ управляющего напряжения: у = у(ε). В общем случае зависимость у(ε) нелинейная и ее можно записать в виде разложения в ряд по степеням е:

у(ε) = S₁ ε + S₂ε² + S₃ε³ + ... + S_nεⁿ +… (8.7)

где S_n = — нормированная крутизна СМХ; коэффициенты

S₂, S₃, ... характеризует кривизну зависимости у(ε).

Нелинейные искажения оцениваются по СМХ при модуляции гар­моническим сигналом ∆Е = U_ΩcosΩ.t. Коэффициенты нелинейных искажений К₂, К₃, ... равны отношениям максимальных девиаций

частоты на соответствующих гармониках модулирующего сигнала к максимальной девиации частоты на первой гармонике:

(8.8)

При высоких требованиях к точности формирования ЧМ-сигна-лов следует добиваться минимальных значений S₂, S₃, ... В этом слу­чае связь между девиацией частоты у и управляющим напряжением ε близка к линейной:

у = S₁ε

Из СМХ (8.7) можно определить максимальный диапазон пере­стройки частоты у_mах при изменении управляющего напряжения е в допустимых пределах ε_min ≤ ε ≤ ε_max:

(8.9)

Частота колебаний АГ определяется из уравнений стационарного режима. В первом приближении можно считать, что амплитуда слабо влияет на фазовые сдвиги и частота колебаний со определяется из уравнения баланса фаз:

(ω - ω_к)/ω_к = 1/2Q tg (φ_S + φ_k), (8.10)

где ω_к — резонансная частота контура АГ; Q — его нагруженная доб­ротность; φ_S и φ_k — фазы средней крутизны и коэффициента обрат­ной связи.

Используются два способа управления частотой колебаний АГ. Наиболее эффективный — это изменение резонансной частоты кон­тура ∆ω_к, которое вызывает равное ему изменение частоты колеба­ний ∆ω = ∆ω_к. Второй метод управления частотой связан с измене­нием фаз ∆φ_S и ∆φ_k . В одноконтурных АГ на лампах и транзисторах пределы изменений ∆φ_S и ∆φ_k обычно невелики и девиация частоты получается малой.

Реальные модуляторы фазы и частоты в процессе модуляции неизбежно создают паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ). (Щ налы с угловой модуляцией и со значительной ПАМ, передавае­мые в эфир, снижают достоинства самого вида модуляции, придают им типичные недостатки АМ-сигналов. Кроме того, ПАМ в тракте Передатчика, проходя через нелинейные каскады (умножители час­тоты, усилитель мощности), приводит к искажению фазовой модуляци­онной характеристики из-за явления амплитудно-фазовой конверсии (ДФК). Она заключается в том, что фазовый сдвиг высокочастотного колебания, проходящего через нелинейные цепи, становится завися-

щим от его амплитуды. Это явление особенно заметно в устройствах на биполярных транзисторах, поэтому ПАМ приходится снижать всеми мерами. К ним относится и специальный выбор схем модулято­ров, и включение высокочастотного ограничителя после модулятора (см. ОГР-2 на рис. 8.7). Следует учитывать, что АФК может происхо­дить и в самом ограничителе ввиду его сильно выраженной нелиней­ности и инерционности, поэтому принимать меры по уменьшению ПАМ в модуляторах, безусловно, следует.

Например, МФ для обеспечения минимальных нелинейных иска­жений нуждается в оптимальном стабильном сопротивлении нагрузки. В связи с этим между МФ и ОГР-2 включается аттенюатор АТТ-2, обеспечивающий эту нагрузку (см. рис. 8.7). Мощность потерь в АТТ-2 компенсируется в усилителе-ограничителе ОГР-2. Выходное напряжение ОГР-2 должно иметь определенное стабильное и опти­мальное значение для работы умножителя частоты по причинам, ука­занным ранее. В самом УЧ следует обеспечить хорошую фильтрацию на выходе побочных составляющих спектра, прежде всего субгармо­ник. Для умножителя частоты это все частоты вида kf_BX, где к= 1,2, 3 ..., кроме выходной частоты, а f_вх — частота КАГ.

Для всех каскадов после МФ следует обеспечить АЧХ, достаточ­ную для прохождения спектра ФМ заданной ширины. На выходе передатчика, как и при других видах модуляции, должен быть вклю­чен полосовой фильтр (ПФ) для подавления внеполосных излучений, главным образом гармоник выходной частоты.

Из сказанного понятно, что часть высокочастотного тракта после ограничителя должна быть возможно более короткой, особенно, если она состоит из нелинейных каскадов, чтобы не «испортить» сформи­рованный ФМ-сигнал. Поэтому в некоторых случаях, обычно в уст­ройствах СВЧ, стремятся включать модуляторы как можно ближе к выходу передатчика. С этим связаны трудности получения относи­тельно большой выходной мощности от МФ. Различные компромис­сные решения приводят к разнообразию структурных схем передат­чиков с ФМ.