§ 5.5. Диодные преобразователи частоты

Диодные преобразователи частоты (рис. 5.20) имеют в качестве преобразовательного элемента вакуумный или полупроводниковый диод и, как правило, отдельный гетеродин.

Для диода S = \/Ri = Gj и, следовательно, оказывается, что в уравнениях (5.13)

^G„"-G_n = G_in = S₀,

So_6p.„ = G_o6p„/2 = S_n = S_n/2. (5.34)

В свою очередь, это приводит к соотношениям:

Таким образом, в диодных преобразователях внутренние параметры прямого и обратного преобразований одинаковы, а коэсрфициенты прямого и обратного преобразований отличаются только из-за разницы Z„ и Z__c.

Можно сказать, что в диодном преобразователе существует сильная обратная связь по току, причем петля обратной связи замыкается с участием процессов прямого и обратного преобразований частоты.

Входная и выходная проводимости диодного преобразователя с учетом выражений (5.34), (5.35) и (5.36) записываются в виде

(5.37) (5.38)

(5.39)

называемая характеристической проводимостью диодного преобразователя, играет ту же роль, что и характеристическая проводимость обычного линейного четырехполюсника (при нагрузке четырехполюсника на сопротивление, равное 1/G_X, его входное сопротивление также становится равным 1/G_X). Входная проводимость диодного преобразователя частоты оказывается большой. Поэтому на его входе трудно развить значительное напряжение сигнала, т. е. U_c и Е₀ в схеме рис.5.2С сильно отличаются друг от друга. Как и всегда, в этих условиях более полное представление об эсрфективности пре-

образования частоты может дать коэффициент преобразования

(5.40)

Определив из схемы рис. 5.20 U_c

и подставив это значение в (5.14), легко связать комплексную амплитуду тока ПЧ с ЭДС источника сигнала:

сохраняют смысл «внутреннего» коэффициента усиления, крутизны преобразования и выходной проводимости, но не являются в действительности чисто внутренними параметрами преобразователя частоты.

Уравнение (5.42) позволяет начертить эквивалентную схему преобразователя частоты (рис. 5.21) и найти коэффициент преобразования Кп (U_a =

= - luZu):

(5.44)

Максимальное значение мощности сигнала промежуточной частоты на выходе преобразователя получается

в режиме полного согласования, т.е. при выполнении условий

(5.45) (5.46)

Как видно, указанные условия не являются независимыми, т. е. выполнение условия согласования на входе зависит от сопротивления нагрузки, а на выходе — от сопротивления источника сигнала. Решая уравнения (5.45), (5.46) совместно, находим согласованные значения R_c и

/?_C=1/G_X, R„=l/G_x. (5.47;

Если непосредственное выполнение условий (5.47) невозможно, то между источником сигнала и входом смесителя, а также между нагрузкой и выходом смесителя устанавливают трансформаторы с коэффициентами трансформации п_г и л₂. Тогда вместо (5.47) можно записать

/?с«?ор.= 1/G_X, ff_n/nLpt= №, (5.48)

откуда получаются оптимальные значения коэффициентов трансформации:

(5.49)

При наличии трансформаторов выражение для резонансного коэффициента преобразования приобретает вид

(5.50)

4 3»к. 1663

В режиме полного согласования получаются номинальный коэффициент преобразования (/(попом) и но-

минальный коэффициент передачи

МОЩНОСТИ (/Спорном)-

С учетом условий согласования (5.49) из уравнения (5.50) легко получить:

Приведенные соотношения справедливы для любого диодного смесителя (вакуумного, полупроводникового) при подстановке соответствующих значений 5„ и S₀. Заметим, что рассматривался диодный преобразователь частоты с узкополосным фильтром во входной цепи, настроенным на частоту сигнала. Этот фильтр не пропускает на вход смесителя колебания, частоты которых соответствуют побочным каналам приема, в том числе зеркальному каналу. Подобные преобразователи частоты называют узкополосными.

Если входной фильтр отсутствует или не обладает достаточной избирательностью для значительного ослабления зеркального канала, то в диодном преобразователе частоты существенным образом начинает сказываться эффект вторичного обратного преобразования частоты. При этом если со_п = лсо_г — со_с и соответственно ш_с == пш_г — ш_п (обратное преобразование частоты), то в смесителе возникает составляющая тока на частоте зеркального канала со_сз = пш_г + со_п. Этот ток обусловливает падение напряжения во входном контуре и полученное напряжение с частотой (о_сз, воздействуя на диод, подвергается прямому преобразованию частоты, создавая сигнал с частотой со_п, и т. д. Возникновение тока зеркальной частоты возможно также в результате взаимодействия сигнала и 2л-й гармоники гетеродина:

Диодные преобразователи частоты, в которых важную роль играет составляющая тока зеркальной частоты и существен эффект вторичного обратного преобразования частоты, называют широкополосными.

В конечном счете в широкополосных преобразователях частоты взаимодействуют составляющие тока сигнальной и зеркальной частот, что может привести к частотным и фазовым искажениям сигнала, изменению шумовых свойств ПЧ.

В настоящее время основным типом преобразовательного элемента в диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн являются полупроводниковые диоды.

Поскольку емкость перехода очень мала (десятые-сотые доли пикофара-ды), изменяемым параметром является крутизна диода (активная проводимость). При этом условии к полупроводниковому диоду применимы все выводы рассмотренной общей теории преобразования частоты.

Особенностью полупроводниковых диодов является наличие обратной проводимости, резко увеличивающейся при обратных напряжениях порядка 1—2 В. Это снижает глубину модуляции крутизны и эффективность преобразователя частоты. По этой причине амплитуда гетеродинного напряжения не должна превышать 1 В для кремниевых диодов и 2 В — для германиевых. Рабочую точку обычно выбирают вблизи начала координат и вольт-амперная характеристика диода в рабочей области удовлетворительно описывается экспонентой вида

' (5.53)

Крутизна характеристики [см. также (5.29)]

(5.54)

изменяется также по экспоненциальному закону. При этом внутренние параметры преобразователя частоты

на полупроводниковом диоде определяются выражениями

(5.55)

Поскольку уравнение (5.51) может быть записано в виде

(5.56)

поведение /Слоном ^как функции ail г практически полностью определяется зависимостью ц._п (aU_r). Она приведена на рис. 5.22. Видно, что ц„ возрастает с уменьшением номера гармоники гетеродина. Наилучшие результаты дает использование п = 1, т. е. преобразование на основной частоте гетеродина. Ясно, что нужно стремиться к такому значению параметра ail_г, при котором коэффициент р._п близок к максимально возможному значению (при п = 1 и„ -*■ 1 с ростом ail г), но абсолютное значение U_r не превышает максимально допустимого. Характерные значения параметра a — 5-i-2S 1/В.

При выборе мощности гетеродинного колебания можно исходить как из критерия достаточно высокого К'по ном " соответственно /С₁₁₀яном. так и из ряда других требований, чаще всего требования минимума коэффициента шума, которое оказывается важнейшим, если преобразователь частоты является первым каскадом радиоприемного устройства. Коэффициент шума диодного преобразователя частоты

(5.57)

где /„ электрическая шумовая температура преобразователя частоты, характеризующая интенсивность его внутренних шумов.

Значение этого параметра возрастает с увеличением мощности гетеро-

динных колебаний, подводимых к сь сительному диоду (рис. 5.23). Из rf фиков видно, что существует от мальное значение P_r0pt> обеспечш ющее минимум коэффициента шу преобразователя частоты. Накош можно исходить из требуемого з\ чения входного сопротивления прес разователя частоты, т. е. из услов его согласования с волновым conj тивлением СВЧ-арматуры (лин1 волноводов). Типичными значен! ми основных величин при преобра: вании на основной частоте ге родина (я 1) являются: R_BX 30 4- 100 Ом; /?_вых = R_ia

100-:- 600 Ом; /Спорном = 0,1-5-0 Provt = 0,44-1 мВт.

Работоспособность кристалл» ского преобразователя частоты сох] няется на частотах, при которых е не проявляют себя реактивные э, менты эквивалентной схемы крист; лического полупроводникового Д1 да (рис. 5.24) Здесь г, объемное противление полупроводника (И — 15 Ом); L — индуктивность I таллической пружинящей иглы, ¹ разующей с кристаллом я-л-пере) [(3"5)-10-⁹ Гн|; С„ емкость

жду выводами патрона (сотые доли пикофарады); R_H — нелинейное сопротивление «-/^-перехода [R_K =

= ^ — 1/(/пае^а ")]; С_к—емкость п-р-

перехода (0,05—1 пФ).

Эквивалентная схема рис. 5.24 имеет две резонансных частоты, соответствующих последовательному и параллельному резонансам. Рабочая частота должна быть много меньше обеих резонансных частот. Например, для диодов, предназначенных для работы на частоте 3 ГГц, /послед да 5ГГц; /паралл * 7,5 ГГц.

Для эффективного управления крутизной диода практически все напряжение гетеродина должно прикладываться непосредственно к р-п- переходу. Этому препятствует наличие г, и L. Пренебрегая L (работа на частоте /_с < /рез)> ВИДИМ, ЧТО ЭТО уСЛО-

вие будет выполняться, если г„ < < 1/(о_гС_к, т. е. r_sC_K <^ 1/со_г. Например, для диодов, предназначенных для работы на волне X = 10 см, г,С_к= = 2- Ю^-11 с, что обеспечивает выполнение указанного условия.

Основной недостаток полупроводниковых смесительных диодов — малая электрическая прочность. Из-за малости площади контакта плотность тока через него оказывается очень большой и легко может превысить допустимое значение при воздействии достаточно мощных импульсов

100

сигнала, выпрямляемых диодом. Энергия, рассеиваемая точечным р-п-переходам, обычно не превышает долей или единиц эрг (1 эрг Ю^-7 Дж). Отсюда — необходимость защиты преобразователя частоты от возможных воздействий СВЧ-импульсов высокой энергии. В некоторых случаях еще до теплового разрушения контакта может наступить пробой р-я-пере-хода СВЧ-напряжением, т. е. пиковой мощностью. Обычно допускаемая мощность СВЧ-импульсов для полупроводниковых диодов составляет десятки-сотни милливатт.

В качестве диодных преобразовательных элементов находят применение точечные диоды, образованные контактом металл — полупроводник, диоды с барьером Шотки, образованным напылением металла на полупроводник, туннельные и обращенные диоды.

В настоящее время в качестве типовых преобразователей частоты в сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн все чаще используют балансные преобразователи частоты. Они обладают рядом свойств, которые делают их применение целесообразным как в каналах прохождения сигнала, так и в системах автоматической подстройки частоты.

Наиболее существенным свойством балансного преобразователя частот (БПЧ) при преобразовании частоты слабых сигналов является способность в значительной мере подавлять шумы гетеродина, особенно интенсивные в коротковолновой части сантиметрового диапазона волн и в миллиметровом диапазоне. Природа возникновения этих шумов различна в различных генераторах, но суть сводится к тому, что гетеродин наряду с основным колебанием частоты /_г большой мощности (а на рис. 5.25) генерирует сплошной спектр шумов, форма огибающей которого определяется частотной характеристикой колебательной системы гетеродина (б на рис. 5.25). Шумовые компоненты гетеродина, попадающие в заштрихованные участки, являющиеся шумовыми

полосами пропускания УПЧ (Г на рис. 5.25), преобразуются в шумы промежуточной частоты в результате взаимодействия с основным колебанием гетеродина. Кривая в на рис. 5.25 является частотной характеристикой преселектора. Коэффициент преобразования этих компонент такой же, как и для полезного сигнала.

Очевидно, интенсивность шумов гетеродина, проникающих в канал УПЧ, можно снизить за счет увеличения промежуточной частоты. Однако при этом возрастает интенсивность собственных шумов УПЧ. Вообще говоря, существует оптимальное значение промежуточной частоты, свое для каждого сочетания конкретных условий. Обычно используемые промежуточные частоты приемных СВЧ-уст-ройств близки к этим оптимальным значениям (a_c = 10cm, /„ = 30 МГц, л-с = 3 см, /_п = 60 МГц и т.д.). В идеальном балансном преобразователе частоты происходит подавление шумов гетеродина. Кроме того, в спектре выходного сигнала БПЧ отсутствуют четные гармоники промежуточной частоты, что очень важно для обеспечения правильной работы системы АПЧ. Поэтому в системах АПЧ применяют в основном БПЧ, несмотря на то, что шумы гетеродина при этом существенной роли не играют.

Дополнительным преимуществом большинства реальных схем и конструкций БПЧ является высокая степень развязки цепей сигнала и гетеродина (сигнал не попадает в цепь гетеродина и, наоборот, колебания гетеродина не попадают в цепи, по которым подводится сигнал). Это устраняет взаимозависимость настроек контуров сигнала и гетеродина, излучение мощности гетеродина через приемную антенну в приемниках без УВЧ или без невзаимных элементов в СВЧ-тракте. Кроме того, можно осуществить сильную связь гетеродина со смесителем, не опасаясь потерь мощности сигнала в цепях гетеродина. При этом резко снижаются требования к мощности, генерируемой гетеродином, что особенно важно в милли-

метровом диапазоне и коротковолновой части сантиметрового диапазона волн.

Отмеченные преимущества БПЧ являются причиной их широкого применения в современных СВЧ-прием-никах. Вообще БПЧ может быть выполнен на преобразовательных элементах любого вида (транзисторах, лампах, диодах), но в СВЧ-приемни-ках используются диодные преобразовательные элементы, поэтому дальнейшее рассмотрение БПЧ будет вестись применительно к этому случаю. БПЧ содержит два обычных однотакт-ных преобразователя частоты. Включение их, подача напряжений и_с и и _г, подсоединение нагрузки могут осуществляться различными способами. Приведем основные из них:

а) однополярное включение диодов, противофазная подача сигнала на диоды и синфазная подача гетеродинного напряжения, двухтактное включение нагрузки (рис. 5.26, а); .

б) однополярное включение диодов, синфазная подача сигнала на диоды и противофазная подача гетеродинного напряжения, двухтактное включение нагрузки (рис. 5.26, б);

в) разнополярное включение диодов, синфазная подача сигнала на диоды и противофазная подача гетеродинного напряжения, однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, в);

г) разнополярное включение диодов, подача сигнала на диоды с фазовым сдвигом л/2, подача колебаний гетеродина на диоды с фазовым сдвигом л/2, однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, г).

Возможны и другие варианты схем БПЧ. Практически более удобно однотактное включение нагрузки (фильтра промежуточной частоты), так как изготовление и настройка точно сбалансированной двухтактной цепи ПЧ вызывают определенные трудности. Для этого требуется разнополярное включение диодов. Промышленность выпускает для БПЧ специальные парные диоды с измененной полярностью выводов для ис-

пользования с унифицированными кристаллодержателями.

Необходимые фазовые соотношения колебаний сигнала и гетеродина на диодах могут быть получены любыми способами, однако на СВЧ они обычно осуществляются за счет пространственной разности ходов СВЧ-колебаний или сдвигов фаз в местах соединений СВЧ-линии передачи.

При анализе любой схемы БПЧ следует учитывать, что подавление шумов гетеродина осуществляется на промежуточной частоте за счет создания необходимых фазовых сдвигов токов промежуточной частоты, создаваемых диодами Д_] и Д₂, при соответствующем включении нагрузки. Фаза тока промежуточной частоты определяется соотношением фаз сигнального и гетеродинного напряжений на диодах. Любые изменения фазы напряжения ы,. или и, переходят в изменения фазы тока промежуточной частоты со знаком плюс или минус в зависимости.от способа образования промежуточной частоты (to_n = пш_г—

—ы_с или оа„ — ы_с — пш_г). Под фазой тока ПЧ далее будем понимать его фазу относительно электродов диода. Поэтому, например, для схемы рис. 5.26, а в предположении ее полной симметрии можно определить напряжения сигнала и гетеродина на диоде Д^

и_с1 = U_c cos о)_с /, ы_г1 = U_r cos (о_г/.

Напряжения сигнала и гетеродина на диоде Д₂ выражаются соотношениями

"с2 = ^с ^cos (°>с t — ^П)> ^ыг2 =

— U_r cos и_г /.

Если ш„ - со_г -- о)_с, то ток промежуточной частоты за счет преобразования сигнала, созданный смесителем на диоде Д,,

<пп1 - S„U_C COS l»„t.

Такой же ток, созданный смесителем на диоде Д.₂,

_(nc, = S_nt/_ccosK< + ")-

Как видно, эти токи противофаз-ны — в каждый данный момент времени ток /_ПС1 проходит от анода к катоду диода Д_г (или наоборот), а ток 'пег — ^от катода к аноду диода Д_г (или наоборот). В первичной обмотке выходного трансформатора оба тока проходят в одном направлении и при одинаковом направлении витков создают суммарное магнитное поле. Таким образом, сигнал, преобразуясь в колебание ПЧ, проходит через БПЧ.

Каждая из шумовых составляющих напряжения гетеродина подается на диоды в фазе с его основным колебанием. Поэтому шумовые составляющие токов ПЧ, создаваемые за счет преобразования соответствующей шумовой компоненты гетеродина для диодов Д₁ и Д_г, равны:

final ⁼ Urn ^{cos ш}п t — 'пш2-

Эти шумовые компоненты синфаз-ны и протекают по первичной обмотке выходного трансформатора в разных направлениях, не создавая суммарного магнитного поля. Таким образом, шумы гетеродина не проходят через БПЧ. Точно так же не проходит через БПЧ любая амплитудная модуляция напряжения гетеродина.

Если входы сигнального и гетеродинного напряжений поменять местами (рис. 5.26, б), то фазовые соотношения токов промежуточной частоты не изменяются и схема будет обладать всеми свойствами балансного преобразователя частоты.

Разнополярное включение диодов Д_х и Д₀ позволяет осуществить однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, в). При этом фазовые соотношения токов промежуточной частоты сохраняются такими же, как в схемах рис. 5.26, а, б. Противофазные составляющие токов промежуточной частоты диодов Д₁ и Д₂, созданные преобразованием сигнала, проходят через первичную обмотку выходного трансформатора в одном направлении, создавая суммарное магнитное поле. Синфазные составляющие шумов гетеродина на промежуточной частоте проходят через первичную обмотку

выходного трансформатора в про воположных направлениях и вза1 но компенсируются. Здесь также мс но поменять местами входы сигна, ного и гетеродинного напряжений В схеме БПЧ, изображенной рис. 5.26, г, нужные фазовые соот шения токов ПЧ создаются сдвигг фаз гетеродинного и сигнального пряжений на угол я/2. При этом

u_cl = t7_ccos((o_cr-fn/2),

«с2=^с cosco_c/,

u_ti = U_T cos (о_г /,

u_ri = U_r cos (to_rf+ я/2).

Токи сигнала на промежуточ! частоте записываются в виде

i'nci = 5_П t/₀ ^cos (°>п t—я/2), 'пег = 5„ U_e cos (со_п f-f я/2).

Эти токи противофазны. При \ нополярном включении диодов i создают суммарное магнитное пол обмотке выходного трансформатс Токи шумов гетеродина на проме. точной частоте

«пш1 = ⁵п ^C0S <°п t = 'пш-j

Эти токи синфазны и равны, этому они не вызывают появления пряжения на нагрузке БПЧ, так как и в любой из рассмотренных с;

Точная балансировка БПЧ nj тически невозможна, так как тре( одновременного выполнения о' многих условий, что нереальн К этим условиям относятся: то« уравнивание мощностей сигнала диодах (мощности гетеродинного лебания также должны быть бли ми); наличие одинаковых входных противлении каждого из однотакт преобразователей частоты, входя в БПЧ (они зависят от свойств дио нагрузки на ПЧ, мощности гетер на); наличие одинаковых коэффиц тов передачи каждого из преобраз телей частоты; наличие одинакс выходных сопротивлений и сопро лений нагрузки по промежуто' частоте.

Наилучшим образом эти требования выполняются, если в БИЧ используются мостовые СВЧ-схемы, обычно четырехплечие мосты (двойной Т-образный, щелевой, шлейфовый, кольцевой). К двум плечам моста подводятся колебания сигнала и гетеродина, а в два других включаются преобразовательные элементы. При использовании мостовых СВЧ-схем резко ослабляются требования к идентичности параметров диодов, так как они находятся в развязанных относительно друг друга плечах моста и мощности сигнала и гетеродина, отраженные от одного из них, не попадают на другой.

На всех схемах рис. 5.26 n_lt п₃ — коэффициенты трансформации входного и выходного трансформаторов, позволяющих выполнить согласование БПЧ с СВЧ-трактом и с входом усилителя промежуточной частоты; л₂ — коэффициент трансформации трансформатора, позволяющего получить оптимальную мощность (амплитуду) гетеродинного колебания на диодах Д,, Д₂.

Общая мощность Р_г, потребляемая БПЧ, в 2 раза больше по сравнению с мощностью, потребляемой одно-тактным преобразователем частоты, однако при использовании мостовых схем связь гетеродина с БПЧ может быть значительно сильнее (развязка цепей сигнала и гетеродина), поэтому мощность, генерируемая гетеродином, может быть значительно меньше, чем в однотактных схемах.

На каждый из диодов БПЧ попадает лишь половина мощности сигнала. Однако мощности сигнала на промежуточной частоте, создаваемые отдельными диодами, суммируются. Поэтому коэффициент преобразования БПЧ такой же, как в однотактной схеме. Собственные шумовые свойства БПЧ (исключая шумы гетеродина) такие же, как у однотактных преобразователей частоты. Степень подавления шумов гетеродина в реальных БПЧ имеет порядок 15—30 дБ, а общее снижение коэффициента шума приемника за счет применения БПЧ

2—5 дБ на волнах длиной К — 1-т--S-3 см и 5—15 дБ на волнах миллиметрового диапазона.

Особенно эффективно применение БПЧ при низких промежуточных частотах. В этих случаях БПЧ используют и в диапазоне волн X = == 10ч- 12 см, чего обычно не делают при «нормальном» значении промежуточной частоты (20—30 МГц).

Дальнейшее улучшение параметров диодных преобразователей частоты достигается в схемах двубалансных преобразователей частоты (ДБПЧ), в которых реализуется баланс как по входному, так и по гетеродинному сигналу.

Перечислим преимущества ДБПЧ: меньшая плотность гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектре; более широкий динамический диапазон входных сигналов и большая максимально допустимая мощность; менее жесткие требования к напряжению пробоя диодов; повышенная ширина полосы пропускания; существенное снижение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов (сигнала, гетеродина и сигнала промежуточной частоты).

К недостаткам ДБПЧ относятся: увеличение числа диодов и, следовательно, возрастание требуемой мощности гетеродина; повышенная конструктивная сложность (наличие сложных гибридных соединений, неудобное расположение диодов).

В схемах ДБПЧ, как правило, применяют четыре диода (для расширения динамического диапазона число диодов увеличивают до 8 и даже до 16), соединенных в виде диодного кольцевого моста либо «звезды». Преимуществом схемы «звезда» перед кольцевой является наличие центрального узла соединения четырех диодов, к которому непосредственно подключается либо цепь входного сигнала, либо цепь промежуточной частоты.

Пример ДБПЧ по схеме «звезда» приведен на рис. 5.27. Точка соединения всех диодов подключена непо-

средственно к входной микрополо-сковой линии, что расширяет диапазон рабочих частот входного сигнала. Для улучшения согласования по входу в схеме предусмотрены простейшие фильтры верхних частот, каждый из которых состоит из последовательно соединенных конденсатора и резистора сопротивлением 100 Ом. Подача напряжения гетеродина и съем напряжения промежуточной частоты производится через трансформаторы Tp_t и Тр₂, которые в дециметровом диапазоне волн могут быть выполнены на миниатюрных ферритовых кольцах, а в сантиметровом — на балансных линиях передачи (щелевой, ленточной и т.д.) или на сложных гибридных соединениях, реализованных на комбинации различных типов линий передачи (микрополосковой и щелевой, копланарной и щелевой, микрополосковой и ленточной).

В качестве примера на рис. 5.28 приведена схема ДБПЧ на щелевых линиях передачи. Эквивалентной схемой такого смесителя является схема рис. 5.29 на трансформаторах, из которой непосредственно следует, что развязка полюсов сигнал — гетеродин достигается здесь за счет идентичности диодов в кольцевом мосте. Другая практическая схема ДБПЧ приведена на рис. 5.30, а. В этом смесителе применены сим\к мрирующие трансформаторы, выполненные в виде широкополосных переходов от микро-полосковых (/, 2) к ленточным (3,4) линиям передачи. Смесительные диоды в виде диодной микросборки размещены в отверстии подложки (рис. 5.30, б). Эквивалентная схема такого ДБПЧ также соответствует рис. 5.29.

По коэффициенту шума и потерям преобразования ДБПЧ примерно соответствуют БПЧ. Отдельно следует сказать о реализации ДБПЧ и БПЧ в миллиметровом диапазоне волн. Здесь вследствие значительного излучения в открытых линиях передачи (микрополосковой, щелевой и др.) необходимо применять их экранирование, либо переходить к различным волноводным

конструкциям. В коротковолновое части миллиметрового диапазона элементы волноводных конструкций по лучаются весьма миниатюрными (до ли миллиметра), а их изготовление требует прецизионной технологии В связи с этим для повышения техно логичности современные конструк ции преобразователей частоты дл? миллиметрового диапазона волн про ектируют на основе сочетания тонко

пленочных и волноводных узлов. На рис. 5.31 приведена конструкция смесителя, используемого на частотах 100—150 ГГц. На тонкой диэлектрической подложке / (кварц, полиимид-ная пленка) размещены смесительные диоды 2. Подложка установлена так, что смесительные диоды располагаются по центру поперечного сечения сигнального волновода 3 и включены между его широкими стенками. Мощность гетеродина подводится к диодам по волноводу 4, далее — через зонд связи 5 и отрезок микрополосковой линии 6. Сигнал промежуточной частоты выводится через микрополо-сковый ФНЧ 7. Для настройки смесителя предусмотрены короткозамыкаю-щие поршни 8 и 9. Благодаря ортогональному расположению волноводов улучшена развязка сигнального и гетеродинного трактов. Смесительные диоды включены в сигнальный тракт

последовательно, а по отношению к гетеродину — встречно-параллельно. Поэтому сигнальные токи промежуточной частоты, протекающие через диоды, складываются в нагрузке, а токи преобразованных шумов гетеродина взаимно вычитаются.