§ 4.3. Упч с сосредоточенной избирательностью

В УПЧ с сосредоточенной избирательностью избирательность обеспечивается фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), который включают между преобразователем частоты и первым каскадом УПЧ. Если ФСИ вносит большое затухание, то для снижения коэффициента шума приемника ФСИ включают между первым и вторым каскадами УПЧ. Каскады УПЧ при наличии ФСИ обычно выполняют апериодическими либо слабоизбирательными и практически они не влияют на общую АЧХ УПЧ.

Достоинства УПЧ с ФСИ: простота в изготовлении и настройке; стабильность АЧХ и ФЧХ в условиях эксплуатации; меньшая склонность к самовозбуждению.

Недостатки УПЧ с ФСИ: неполное использование по усилению активных приборов, так как апериодические каскады имеют меньшее усиление; повышенное энергопотребление из-за увеличенного количества активных приборов.

В современных радиоприемниках в качестве ФСИ применяют электрические фильтры, электромеханические, пьезомеханические, пьезоэлектрические фильтры на объемных акустических волнах (ОАВ) и поверхностно-акустических волнах (ПАВ), дискретные и цифровые фильтры.

В качестве электрических фильтров используют многозвенные LC-фильтры или активные £?С-фильтры. LC-фильтр представляет собой систему Т- или П-образных полосовых

звеньев, согласованных между собой по характеристическому сопротивлению. Общее число звеньев достигает 5—10 и более. Наиболее часто в этих ФСИ используют емкостную или индуктивную связь между контурами. Для согласования ФСИ применяют автотрансформаторное (как на рис. 4.9) либо транформаторное его подключение к преобразователю частоты и УПЧ.

Расчет одного П-образного звена (обведен пунктиром на рис. 4.9) проводят по соотношениям:

где /_1>2 ~ /_п ± П/2 — частоты среза фильтра; П — полоса пропускания; р — характеристическое сопротивление фильтра (обычно для транзисторных УПЧ р = 14-20 кОм).

Можно показать, что вносимые ФСИ потери

где т — число контуров; П//„ — относительная полоса пропускания; Q₀ — собственная добротность контура.

Для снижения потерь необходимо повышать добротность Q₀. В ФСИ, применяемых в диапазоне частот 50— 1000 МГц, контуром с повышенной добротностью (Q₀ = 400-^800). служит спиральный резонатор. По существу он представляет собой четвертьволновый коаксиальный резонатор, внутренний проводник которо-

го для уменьшения габаритов свернут в спираль. Спиральные резонаторы в ФСИ обычно индуктивно связаны. Индуктивная связь выполняется снижением высоты экрана, разделяющего два соседних резонатора, со стороны заземленных концов спиральных катушек (рис. 4.10), т. е. в пучности магнитного поля. Крайние резонаторы фильтра связываются с нагрузками на входе и выходе авто-трансформаторно — с помощью отвода от спирали.

Расчет ФСИ на спиральных резонаторах с внешним проводником квадратной формы выполняют по соотношениям:

Здесь N — число витков спирали; S — сторона квадрата внешнего проводника, см; б — толщина стенки каркаса, на который намотана спираль, см; е — диэлектрическая проницаемость каркаса.

Величину S определяют по требуемой добротности Q₀ = 5К/п/0,0423, где /_п выражено в МГц, S — в см.

Для получения максимальной добротности рекомендуются определенные конструктивные соотношения (см. рис. 4.11): d/S = 0,66, r/d„ = 2, b/S= 1, H/S = 1,6, где d, т, d₀ и Ь — диаметр намотки спирали, ее шаг, диаметр провода и длина соответственно; Н — высота внешнего проводника.

Коэффициенты связи между соседними резонаторами k_{tt i+1} и коэффициенты трансформации нагрузок на входе л_вх и выходе п_вых ФСИ определяются выражениями

где a_lt a_t, а_п — значения элементов низкочастотного (НЧ) прототипа ФСИ (приводятся в справочной литературе по фильтрам); . R_lf R₂ — сопротивления нагрузок на входе и выходе фильтра соответственно; р =

= 233,6//„5 (1 + l,7726e/S) - ха рактистическое сопротивление резс натора, кОм.

Конструктивно значения коэф фициентов fei.j+i реализуются изме нением положения экрана между сс седними резонаторами (размер h н рис. 4.10) по приближенной зависи мости &_м+1 да 0,071 (hid)¹-⁹¹, значения коэффициентов п_в И «вых — с помощью отводов о спиралей согласно соотношения] /вх = (arcsinn_BX) /V790°, /_вых --= (arcsin л_вых) N/90°, где /_вх, /_вых -расстояние по соответствующей спг рали от точки отвода до точки зазе\ ления спирали, выраженное чере число витков спирали.

Настройка ФСИ производите путем точной настройки каждого р< зонатора на частоту /„ с помощью лг тунного винта со стороны незаземлег ного конца спирали и подбора вeл^ чины связи между соседними резон; торами посредством перемещения эг ранов.

В ФСИ на частоты порядка 10 МГ и ниже широко используют активны /^С-цепи. Например, для замены иг дуктивности в LC-фильтрах в дш пазоне 100—200 кГц применяют гг раторы, выпускаемые промышленнс стью в виде микросхем (409СС1 247УП7 и др.). Для частот от 100 кГ до 5—10 МГц разработаны гибридне пленочные схемы гираторов на осное усилителей с обратной связью, в кс торых использованы дискретные выс< кочастотные транзисторы. Как извес но, гиратор преобразует емкостное с(

противление нагрузочного конденсатора С„ на выходных зажимах в индуктивное сопротивление на входных зажимах согласно соотношению Zbx = Rhj<*>C„, где Ro — сопротивление гирации. При этом заземленную индуктивность в звене LC-фильтра (рис. 4.11) заменяют гиратором, как показано на рис. 4.12, а для замены незаземленной индуктивности (рис. 4.13, а) требуется пара гирато-ров (рис. 4.13, б). Недостаток гира-торной реализации — сравнительно низкие частоты. Для повышения рабочих частот ФСИ, построенных на активных RC-цепях, используют усилители с конечным усилением, в частности, повторители напряжения, охваченные многопетлевой обратной связью. Такие ФСИ имеют более высокую стабильность параметров и широкий динамический диапазон.

Пример функциональной схемы ФСИ четвертного порядка на повторителях напряжения приведен на рис. 4.14, а, а его принципиальной схемы на серийных микросхемах — на рис. 4.14, б.

Существенное повышение диапазона рабочих частот ФСИ (100 МГц и выше) достигается применением сверхвысокочастотных транзисторов. Звено второго порядка такого высокочастотного ФСИ можно выполнить,

например, в виде каскадно соединенных ФВЧ и ФНЧ по схеме рис. 4.4. Повышение диапазона рабочих частот достигается также при использовании в фильтре преобразования частоты (так называемые фильтры с двойным частотным переносом, параметрические фильтры). Дополнительным преимуществом этих фильтров является совместимость по технологии с интегральными схемами. Первый перемножитель на рис. 4.15 вместе с ФНЧ, который может быть выполнен в виде высокоизбирательного активного У?С-фильтра, является смесителем с низкой промежуточной частотой, а второй — балансным модулятором. При прохождении через такое устройство сигнал преобразуется по частоте в сторону уменьшения, фильтру-

ется, а затем вновь преобразуется к исходной частоте, причем нестабильность частоты вспомогательного гетеродина компенсируется.

Электромеханические и пьезоме-ханические фильтры обычно применяют на частотах не более 1 МГц, в частности, в УПЧ радиовещательных приемников на частоту 465 кГц.

Пьезоэлектрические фильтры на ОАВ представляют собой электромеханическую резонансную систему, выполненную из пластины пьезоэлек-трика (кварц, пьезокерамика) с нанесенными на ее поверхность электродами и контактными площадками. Диапазон частот современных кварцевых ФСИ колеблется от нескольких сотен герц до десятков мегагерц, а при возбуждении кварцевых резонаторов на высших механических гармониках он составляет 300—400 МГц. Пьезоэлектрические фильтры термостабильны: относительное изменение средней частоты кварцевых фильтров равно 5 • Ю^-7 1/град, пьезокерами-ческих — 1 • 10~^Б 1/град.

ФСИ на основе пьезокерамики обычно состоят из Г-образных звеньев, как на рис. 4.16, где показана электрическая схема восьмирезонаторно-го фильтра ПФ1П-1М на стандартную промежуточную частоту 465 кГц. Лучшие результаты по избирательности дает включение пьезорезонаторов по дифференциально-мостовой схеме (рис. 4.17).

В микроэлектронном исполнении дифференциальный трансформатор на рис. 4.17 заменяется фазоинверс-ным каскадом (рис. 4.18). В настоящее время широко используются интегральные пьезоэлектрические фильтры на ОАВ, конструктивно оформленные в виде пластины пьезо-электрика (обычно кварца), на обеих сторонах которой нанесены электроды, при этом используются объемные колебания сдвига пластины по толщине. При опеределенных размерах электродов основная доля акустической энергии локализуется в объеме между верхним и нижним электродами («захват энергии») и экспоненци-

ально затухает при удалении от элек тродов. Это позволяет разместить hj одной пластине несколько акусти чески связанных резонаторо! (рис. 4.19, а), электрическим эквива лентом которых являются индуктивн( связанные контуры (рис. 4.19, б) Соединяя пары акустически связан ных резонаторов электрическими пе ремычками (рис. 4.20), реализуют мно горезонаторные ФСИ с затуханием ; полосе запирания 80 дБ и более.

Переходя к рассмотрению пьезоэлектрических ФСИ на ПАВ, отметим прежде всего их достоинства, к которым относятся:

высокие технологичность и надежность, повторяемость параметров;

получение относительных полос пропускания от 0,01 до 100 %;

возможность получения АЧХ, близкой к прямоугольной, при линейной ФЧХ;

возможность достижения малых потерь в полосе пропускания (в лучших образцах 1—2 дБ) [14].

Фильтры на ПАВ сравнительно легко реализуются в диапазоне частот от 10 МГц до 1 ГГц. Нижний предел по частоте ограничен размерами пьезо-подложки, а верхний — возможностями технологии. Отметим, что ФСИ на ПАВ наряду с обеспечением избирательности может решать задачи оптимальной обработки сигналов, в частности согласованной фильтрации, корреляционной обработки.

Фильтр на ПАВ обычно содержит входной и выходной встречно-штыревые преобразователи (ВШП) поверхностно-акустической волны, расположенные на поверхности пьезопод-ложки (рис. 4.21). При поступлении электрического сигнала на входной ВШП на поверхности пьезоподложки возбуждаются акустические волны, часть энергии которых распространяется в направлении выходного ВШП, где происходит обратное преобразование акустических волн в выходной электрический сигнал. Если длина волны ПАВ равна двум периодам решетки (к = 2dp), то акустические колебания синфазно складываются, наступает резонанс на частоте /„ = v/(2d_p), где v — скорость распространения ПАВ (для ниобата лития v да 3,48 • 10³ м/с, а для кварца v да да 3,15 • 10⁸ м/с). Из сотношения для /о нетрудно получить, что фильтры на частоту 1—2 ГГц имеют ширину зазоров между штыревыми электродами й_я < 1 мкм. Выполнение таких электродов требует применения прецизионной фотолитографии.

Принцип частотной селекции фильтром на ПАВ проще уяснить, рассматривая процессы во временной области на примере фильтра, приведенного на рис. 4.22 (подобные фильтры называют иногда трансвер-сальными). Фильтр имеет N -+- 1 отводов, разделенных линиями задержки Т_п, п = 0, 1, .... /V, причем принято Т₀ —• 0. Каждый отвод характеризуется весовым коэффициентом а_п. Входной сигнал, поступивший на фильтр, пройдя /1-ю линию задержки, умножается на коэффициент а„, результат умножения складывается с

предыдущим сигналом и т. д. Таким образом, напряжение на выходе фильтра является суммой сигналов, поступивших через каждый отвод, и для комплексной амплитуды выходного напряжения можно записать

где т_п — общая задержка до п-го отвода.

Следовательно, частотная характеристика фильтра описывается выражением

Если например, Т_} = Т₉ = ... = -= T_N, а_а = aj — а₂ = ... = a_N, то расчет по последнему выражению показывает, что |Я(/со)| имеет вид

^sinwT.v| п ^ - . Если же весовые коэффици-

енты имеют огибающую, изменяющуюся по закону |sin///|, то фильтр будет иметь почти прямоугольную аплитудно-частотную характеристику (рис. 4.23). Иными словами, огибающая весовых коэффициентов и АЧХ этого фильтра связаны парой преобразований Фурье. Учитывая, что парой преобразований Фурье связаны между собой АЧХ фильтра и его импульсная характеристика h (t), приходим к простому правилу выбора весовых коэффициентов в таком фильтре: «профиль» весовых коэффициентов фильтра описывается его импульсной характеристикой. С учетом этого синтез фильтров проводят в такой последовательности: сначала вы-

полняют обратное преобразование Фурье для заданной АЧХ фильтра и определяют его импульсную характеристику, а затем по найденной импульсной характеристике, как по огибающей весовых коэффициентов, вычисляют эти коэффициенты. Число весовых коэффициентов, равное числу отводов от линии задержки, обычно находится в пределах от нескольких единиц до нескольких сотен. Его определяют, исходя из компромисса между точностью воспроизведения АЧХ и сложностью фильтра. Рассмотренный трансверсальный фильтр легко реализуется линией задержки на ПАВ: волна сигнала распространяется по пьезоподложке, при этом расстояния между соседними электродами определяют времена задержки Т_п, а интенсивность ПАВ в первом приближении пропорциональна длине электрода, поэтому, изменяя степень перекрытия соседних электродов пс их длине (так называемая аподиза-ция), можно реализовать требуемыг коэффициент а_п.

Полоса пропускания таких филы ров обратно пропорциональна обще му времени задержки и выражаете? примерным равенством П да (1 -т -г-2)/тлг. Для получения узкой полось пропускания физическая длина линш задержки должна быть большой, чт< является недостатком этих фильтров

Известно большое количество спо собов получения заданной АЧ> фильтра на ПАВ. В общем случае ре зультирующая АЧХ фильтра зависи^-сложным образом от законов аподи зации входного и выходного ВШП Однако на практике для упрощенш расчета и реализации фильтра выход

Рис. 4.24

ной ВШП делают неаподизованным. Можно показать, что при этом АЧХ фильтра определяется соотношением

АЧХ выходного ВШП |#_вых вшп (/(о) | обычно выбирают в несколько раз шире, так что АЧХ всего фильтра практически определяется только входным ВШП, т. е. \Н (/со)| да « \Н_ъх вшп (/<">)|.

При выборе аподизации входного ВШП полезно знать, что ВШП с эквидистантным (на равном расстоянии) расположением электродов имеет симметричные АЧХ; кроме того, если закон аподизации симметричен относительно центрального электрода, то ФЧХ фильтра линейна. Помимо аподизации входного ВШП для получения нужной формы АЧХ используют изменение ширины электродов, удаление части электродов, неэквидистантную расстановку электродов, включение дополнительных электродов на пути распространения ПАВ от входного к выходному ВШП.

Заметим, что прямоугольная АЧХ фильтра нереализуема, так как его импульсная характеристика (sinr)/r должна иметь бесконечную протяженность. Практически размеры пьезо-подложки ограничены, следовательно, ограничено число отводов от линии задержки, а значит, и длительность импульсной характеристики, что, в свою очередь, приводит к искажениям АЧХ. Для уменьшения этих искажений функцию smtlt умножают на сглаживающую функцию, в качестве которой используют функции Хэм-минга, Кайзера, Дольфа—Чебышева и др.

Часто применяемая функция Хэм-минга имеет вид g (х_п) = 0,54 -f-+ 0,46 cos [2л (х_п — 0,5L)/L], где х_п — координата п-то электрода; L — длина ВШП.

Для улучшения прямоугольности АЧХ при заданном уровне неравномерности в полосе пропускания проводят оптимизацию АЧХ с помощью ЭВМ. При этом в качестве первого приближения берут либо функцию smtlt, либо ее произведение на одну из сглаживающих функций. ЭВМ позволяет успешно проектировать фильтры с несимметричными характеристиками, например фильтры для УПЧ телевизионных приемников (рис. 4.24).

В узкополосных УПЧ ФСИ на ПАВ выполняют обычно в виде резонаторов, связанных друг с другом электрической (как на рис. 4.25), акустической или той и другой связью вместе. Каждый из резонаторов состоит из двух ВШП и двух отражательных решеток, нанесенных на поверхность пьезоподолжки (обычно из кварца, который подвержен меньшему старению и температурным уходам) в виде параллельных канавок или металлических полосок. Такой резонатор является по существу акустическим аналогом оптического резонатора Фабри— Перо, представляющего собой два отражающих зеркала, расположенных параллельно друг другу на расстоянии /лА/2, где m > 1. В результате многократных отражений от зеркала в резонаторе Фабри—Перо устанавли-

вается режим стоячих волн и накапливается большая энергия.

Добротность такого резонатора Q₀ = mK/(l — R), где R — коэффициент отражения, достигает значений Q_n = 104-10». в резонаторе на ПАВ отражателями являются периодические решетки с периодом К/2, которые и ограничивают резонансную полость. Коэффициент отражения Г от каждой канавки глубиной л должен быть весьма малым:: Г « 0,3 {hiк), причем h/K = 0,014-0,2, так как при большом коэффициенте отражения значительная часть энергии ПАВ переходит в энергию ОАВ и добротность резонатора резко падает. Собственные частоты резонатора /_от = /пупав/(2 X X Ь_яф), где Ь_Эф — эффективное расстояние между центрами отражающих решеток. Максимальная добротность резонатора на ПАВ приближенно оценивается соотношением Q_{0 max} да да Ю⁴//п, где частота /_п измеряется в ГГц. Резонаторы на ПАВ используют в диапазоне частот 0,1—2 ГГц (применение структуры нитрида алюминия на сапфире позволяет повысить частотный диапазон до 3—4 ГГц, так как скорость ПАВ в этой структуре примерно в 2 раза больше скорости ПАВ в кварце). Вносимые потери в полосе пропускания фильтров составляют 15—3 дБ. При дополнительном снижении потерь до 1—2 дБ эти фильтры можно использовать во входных цепях приемника, что существенно повысит реальную избирательность приемника.

Для того чтобы характеристики фильтра на ПАВ не искажались, он должен быть согласован с источником сигнала и нагрузкой. Эквивалентная электрическая схема ВШП представляется последовательной цепочкой, состоящей из межэлектродной емкости С„, активной R„ и реактивной Х„ составляющих сопротивления излучения. Сопротивление излучения R„зависит от длины / электрода ВШП и его обычно выбирают равным стандартному сопротивлению 50 Ом, при этом ПК = 108 (ниобат лития) и ПК = = 53 (кварц). Реактивная составляю-

Рис. 4.26

щая Х„ и емкость С₀ компенсирую при настройке внешними реактивнь цепями (рис. 4.26). Для широкопол ных фильтров могут потребовав цепи согласования, содержаи несколько индуктивностей, что удобно для микроэлектронного полнения. Поэтому для сопряжеь ПАВ с гибридными ИМС фильтры ПАВ оформляют в виде частотно-бирательных усилительных мик сборок. Для компенсации емкости либо используют микроминиать ные индуктивности, совместимые к структивно с гибридными ИМС, Л1 включают фильтр на ПАВ между д мя усилительными каскадами, hmi щими индуктивную составляют входного и выходного сопротивлен которые и компенсируют емкости входного и выходного ВШП.