§ 4.2. Упч с распределенной избирательностью

Схемотехнические особенности УПЧ с распределенной избирательно-с т ь ю связаны прежде всего с широким использованием в них специализированных и универсальных усилительных микросхем, в частности, операционных усилителей, дифференциальных каскадов, широкополосных универсальных усилителей (серий К228, К235, К174, К175), а также различных многофункциональных микросхем (например, К237ХК6— УПЧ, ограничитель, К174УП2- -ло-

гарифмический усилитель, К526ПС1 аналоговый перемножитель и др.).

Вместе с тем при повышенных тр бованиях к динамическому диапаз ну, коэффициенту шума, частотно]\ диапазону усилители промежуточж частоты проектируют на дискретнь биполярных и полевых транзистор, и конструктивно оформляют их в ви микросборок.

Принципиальные схемы отдел ных каскадов УПЧ на одиночных р зонансных контурах практически отличаются от рассмотренных ран (см. рис. 3.13, 3.15) схем УРЧ, одна УПЧ в целом состоит, как правило, трех-четырех каскадов и более, тс да как УРЧ содержит один-два кг када.

Во многих практических случа: преобразование частоты в приемн ках происходит с многократным пон жением, что позволяет в конечш (а иногда и в предоконечной)ступе) преобразования выполнить УПЧ : основе избирательных /?С-каскад (сейчас уже освоен диапазон чаете составляющих единицы-десятки м га герц).

Варианты схем УПЧ различают типом усилительного прибора и о мой его включения (ОЭ, ОИ, О ОЭ—ОБ и др.), видом резонансной i пи (одиночный контур, два связанн! контура, активная /?С-цепь) и ее св зи с последующим каскадом (ав1 трансформаторная, емкостная, тра! форматорная).

В качестве примера на рис. 4.3, a iif ведена принципиальная схема И/ К175УВ4 (дифференциальный каскад), а рис. 4.3, б, в —- каскады УПЧ на ее ochoi В каскаде УПЧ по схеме рис. 4.3, б тр; зисторы 7',. Т_я (см. рис. 4.3, а) включе по каскодной схеме ОЭ—ОБ соответств! но. Если транзистор 7', в усилении

участвует, а используется как генератор стабильного тока (ГОТ), то транзисторы Т.₂, Г_а можно включить по каскодной схеме ОК—ОБ, но при этом снижается примерно в два раза крутизна, а следовательно, и усиление. Для повышения усиления в каскаде УПЧ по схеме рис. 4.3, в транзисторы Т\, ? ■■>• Т_я (см. рис. 4.3, а) включены соответственно по схеме ОЭ—ОЭ—ОБ (таким образом можно использовать и другие микросхемы дифференциальных каскадов, если у них есть выводы от базы и эмиттера транзистора — ГСТ)*. Как видно из рис. 4.3, а, в, входной сигнал подается между эмиттером и базой транзистора Т,, усиленный иг-нал снимается с промежутка эмиттер — коллектор и подается между эмиттером и базой |ранзистора 7%. Таким образом, ни один из электродов транзистора У, не заземлен, причем общим электродом для входа и выхода является эмиттер, т. е. транзистор Г, включен по схеме ОЭ. Аналогично, у транзистора 7", эмиттер является общим для входа и выхода, следовательно, он также включен по схеме ОЭ. Транзистор Т₃ включен по схеме ОБ. Схематично включение всех трех транзисторов показано на рис. 4.3, г, где через Y обозначена общая проводимость резисторов между эмиттером транзистора Г, и землей. Такое включение позволило реализовать на частоте 100 МГц коэффициент усиления около 24 дБ.при полосе пропускания 18 МГц, тогда как

Схема предложена Г. В. Уточкиным.

при включении по схеме ОЭ—ОБ (рис. 4.3, б) усиление на 10 дБ меньше при прочих равных условиях. Примерно такая же разница в усилении получается при использовании микросхемы К228УВ2 на частоте 30 МГц.

Четырехтранзисторные микросхемы усилителей (235УР2, 235УРЗ) позволяют реализовать включение транзисторов, например, по схемам ОЭ—ОЭ—ОБ—ОК. ОК—ОБ—ОК—ОБ, при этом достигается регулирование усиления на 86 дБ. Ряд полезных сведений об УПЧ на интегральных микросхемах, а также примеры микросборок УПЧ приведены в [27].

Схема каскада УПЧ на активной RC-цепи показана на рис. 4.4. УПЧ представляет собой каскадно соединенные активные фильтры нижних (ФНЧ) и верхних (ФВЧ) частот второго порядка. Активным элементом ФНЧ является усилитель с отрицательной обратной связью на транзисторах T_t, Т₂. Его коэффициент усиления К as 1 -f 7?7IRk- Фильтрующие свойства зависят не только от двухзвенного ФНЧ 7?,С₂ — /?₂С₃, но и от обратной связи через конденсатор С₂, которая позволяет получить чебышевскую характеристику ФНЧ и, следовательно, повысить крутизну скатов АЧХ. ФВЧ построен аналогично на транзисторах 7*3, T_t, путем соответствующей перестановки элементов R и С. Диапазон рабочих частот такого УПЧ на СВЧ-тран-зисторах KT3I09, KT3I15 достигаем 100 МГц и более.

Формирование АЧХ и ФЧХ в УПЧ с распределенной избирательностью можно наглядно пояснить, если графически представить комплексный коэффициент усиления УПЧ с помощью полюсов и нулей на плоскости комплексной частоты s = о + + /ш или комплексной расстройки q — г| -f- /|. Покажем это сначала на примере однокаскадного УПЧ с одиночным резонансным контуром.

Согласно (3.20) комплексный коэффициент усиления такого усилителя

Переписав это выражение в oi торном виде

K(q) = K_n/(l + q),

видим, что K(q) имеет один пр( полюс q_v= —1, лежащий на дей тельной оси плоскости комплек расстройки (рис. 4.5, а). Нетр показать, что полоса пропуск усилителя П_0>7 определяется ди: ром окружности, центр которой положен в начале координат, а ра равен значению полюса. Действи' но, для точек пересечения окруж* с осью /£ имеем | - ±1. Из раве! £ — 2A///,|d_MK, справедливого для больших частотных расстроек L = /о — /, находим, что точкам i

сечения отвечают расстройки А/ = = /о^экУ?- Следовательно, разность частотных расстроек, соответствующих концам диаметра окружности на рис. 4.5, а, 2Д/ = /₀^_Эн- Но, как известно, величина f₀d_aK является полосой пропускания одиночного резонансного контура n_0i7. Таким образом, показано, что один полюс на плоскости комплексной расстройки можно реализовать усилителем с одиночным контуром.

Рассмотрим более сложные формы АЧХ. Для наиболее часто используемых АЧХ в УПЧ расположение полюсов и нулей известно. В частности, полюсы максимально плоской (баттер-вортовский) АЧХ располагаются на окружности на равных угловых расстояниях друг от друга, при этом диаметр окружности равен полосе пропускания усилителя по уровню l/j/2. Положение полюсов на окружности находят из условия

Для т — 3 расположение полюсов показано на рис. 4.5, б.

При изменении положения полюсов (горизонтальный сдвиг к оси /£) путем умножения их вещественных частей на постоянный множитель х < <С 1 можно получить АЧХ чебышев-ского типа (с равными пульсациями). При этом окружность переходит в эллипс (рис. 4.5, в).

Для получения пульсаций между уровнем 1 и i/j/l 4- 6 (рис. 4.5, г)

необходимо выбрать х — th а, где а 1/marcsh (1/|/б).

Полоса пропускания усилителя с чебышевской характеристикой по уровню 1/J 2 равна полосе пропускания усилителя с максимально плоской характеристикой, а полоса по уровню 1/|/ 1 + б составляет 2£₀₇/cha.

Анализ показывает, что чебышевской и максимально плоской АЧХ соответствует нелинейная ФЧХ. Для многих применений (в частности, для усиления радиоимпульсов) желателен УПЧ с линейной ФЧХ. Линейную же ФЧХ имеет цепь, передаточная характеристика которой содержит полюсы, расположенные на равном расстоянии вдоль линии, параллельной оси j\ (рис. 4.6, а). Чем больше число этих полюсов и меньше расстояния между ними, тем лучше линейность ФЧХ.

Однако АЧХ цепи, согласно рис. 4.6, а, имеет пологие скаты. Некоторое улучшение может дать расположение полюсов на окружности на равных расстояниях по вертикали друг от друга (рис. 4.6, б), так как при этом используются положительные свойства максимально плоской АЧХ и передаточной функции с линейной ФЧХ.

ФЧХ, близкую к линейной, имеет усилитель с гауссовой формой АЧХ. Хорошее приближение к гауссовой форме АЧХ дает цепь с полюсом т-й кратности, расположенным на действительной оси (рис. 4.6, в). Практически такая цепь может быть реализована /я-каскадным усилителем (т > 5) на идентичных одиночных" контурах.

Наконец, в некоторых применениях требуются УПЧ с почти прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ или со специальными видами ФЧХ, например ФЧХ с квадратичной характеристикой, обеспечивающей линейно зависящую от частоты задержку сигнала. В таких УПЧ сначала создают требуемую АЧХ, а затем путем добавления соответствующих корректирующих цепей, не изменяющих АЧХ

(так называемые фазовые звенья), реализуют нужный вид ФЧХ.

Полюсно-нулевые представления наглядно показывают, как можно реализовать различные виды АЧХ и ФЧХ усилителей с помощью отдельных, развязанных друг от друга каскадов усилителей, каждый из которых реализует определенную совокупность полюсов и нулей.

Как отмечалось, один полюс на плоскости комплексной расстройки достаточно просто реализуется обычным резонансным усилительным каскадом на одиночном колебательном контуре. Поэтому, например, усилитель с максимально плоской характеристикой (см. рис. 4.5, б) можно выполнить путем каскадного соединения трех резонансных усилителей, каждый из которых реализует свой полюс («расстроенная тройка»). Аналогично создаются усилители на «расстроенных парах», «расстроенных пятерках» и т. д.

Однако гораздо эффективнее с точки зрения повышения стабильности АЧХ и увеличения усиления УПЧ при заданной полосе пропускания оказывается реализация АЧХ согласно рис. 4.5, б, путем каскадного соединения усилителя на одиночном контуре (центральный полюс) и усилителя на связанных контурах (два крайних полюса). Далее будет показано, что АЧХ усилителя на двух связанных контурах действительно имеет два комплексно-сопряженных полюса на плоскости комплексной расстройки [см. (4.17)1.

Отметим также, что при наличии нулей в комплексном коэффициенте усиления появляются дополнительные возможности формирования требуемых АЧХ и ФЧХ. В частности, нули, расположенные вблизи оси /£, могут сформировать резкий провал в АЧХ, увеличить крутизну ее скатов, обеспечить нулевой наклон ФЧХ на резонансной частоте и т. д. Практически нули реализуют с помощью усилителя на двух.связанных контурах при съеме напряжения с первичного контура, включением или последова-

тельных резонансных контуров ц раллельно сопротивлению нагрузк или параллельных резонансных ко туров последовательно с ним. Тр буемое положение нуля обеспечивав ся изменением настройки контуро их добротности и характеристическо сопротивления, а для связанных ко туров - дополнительно коэффицие та связи.

Рассмотренные способы формир вания АЧХ и ФЧХ позволяют пр ектировать УПЧ с широкой полос< пропускания при повышенном коэ фициенте усиления, высокой лине ностью ФЧХ и повышенной избир тельностью. Однако для реализащ таких УПЧ нужны каскады с разн типными избирательными цепями, результате УПЧ оказываются мен технологичными, более трудоемкими настройке и, кроме того, обладающ ми повышенной чувствительностью дестабилизирующим факторам. П этому (если требованиям к АЧХ ФЧХ удается удовлетворить) щ массовом производстве УПЧ выполн ют, как правило, из одинаковых ка кадов с простыми избирательными ц пями одного типа: одиночными конт рами или двумя связанными контур ми.

УПЧ с одиночными контурам

Рассмотрим усилительные и избир тельные свойства УПЧ с идентичньн каскадами, настроенными на часто /„. Для m-каскадного усилителя учетом (3.20) получим

(4.1

Модуль коэффициента усиления

(4.1

Если УПЧ достаточно узкополое (П_то//п < 0,1), то крутизну транзист ра можно считать неизменной в пр делах полосы пропускания, т. |K.j!| |К_а10(. Тогда нормированную

АЧХ m-каскадного УПЧ можно определить из (4.12) таким образом:

(4.13)

где Ко = "i«2l^2iol^3K — резонансный коэффициент усиления отдельного каскада.

Из (4.13) можно определить полосу пропускания УПЧ по уровню 3 дБ:

(4.14)

Здесь П₀- {ай-_лк — полоса пропускания одиночного каскада.

Из (4.14) следует, что с ростом числа идентичных каскадов УПЧ полоса пропускания всего усилителя сужается. Для получения полосы пропускания n_m0i7 УПЧ полосу каждого из т каскадов необходимо выбирать из соотношения

При этом затухание нагруженного одиночного контура

Фазочастотная характеристика УПЧ на одиночных настроенных контурах определяется из (4.11):

cp_m = — т arctg|4-m argK₂₁. (4.15)

Коэффициент прямоугольности АЧХ можно найти из (4.4), (4.13) и (4.14) для конкретного уровня SI (обычно 1/SI = 0,1; 0,01):

УПЧ с одиночными контурами просты в настройке, их АЧХ достаточна стабильна при небольших случайных расстройках отдельных контуров. Однако г!ри одинаковых коэффициентах усиления УПЧ с одиночными контурами по сравнению с УПЧ других типов имеют меньшую полосу пропускания и наихудший коэффициент прямоугольности: К пол 3,0.

УПЧ с двумя связанными контурами в каждом каскаде. Принципиальная схема одного каскада УПЧ с двумя связанными контурами показана на рис. 4.7, а его эквивалентная схема — на рис. 4.8. Связанные контуры считаем идентичными. Согласно [25], коэффициент усиления такого каскада

убеждаемся, что в (4.17) имеется два комплексно-сопряженных полюса на плоскости комплексной расстройки:

64

Рис. 4.8

<7_lf2 = —1 ± /В. Из (4.16) находим модуль коэффициента усиления каскада

(4.18)

где В = /Ссв/^эк — обобщенный коэффициент связи между контурами; d_3K — эквивалентное затухание контура.

Коэффициент усиления всего УПЧ

Отсюда можно определить нормированную АЧХ m-каскадного усилителя при |К₂₁| == |К₂₁₀|:

(4.20)

Подробный анализ поведения АЧХ (4.20) показывает, что при 8 < В_кр она является одногорбой, при критическом коэффициенте связи 6_кр = 1 имеет максимально-плоскую форму, а при 6 > в_кр на центральной частоте настройки (£ = 0) появляется провал, возрастающий с увеличением В, т. е. она становится двугорбой кривой.

Коэффициент усиления при номинальном значении промежуточной частоты

Из (4.21) можно найти отптималь-ное значение 6, при котором реализуется максимальный коэффициент усиления одного каскада (т = 1 ) УПЧ иа частоте /_п. Приравнивая нулю

производную ^ ^Кта, получаем В ■■■=

= В_кр = 1, Откуда Ко max

= 1 'КвдКп^.к. АЧХ и ФЧХ

/л-каскадного усилителя определ) ся выражениями

Для реализации требуемой пс сы пропускания П_т0_₇ затуха каждого контура должно быть ра

Основными преимуществами У] на связанных контурах по сравнен с УПЧ на одиночных контурах яв, ются большее усиление на каскад г заданной полосе пропускания и л шая избирательность (Кпол * 2), недостатком — более сложные кон рукция и настройка.

Устойчивость работы УПЧ. П устойчивостью работы усилителя i нимают отсутствие склонности к са\ возбуждению и сохранение стабш ности основных параметров (коз фициента усиления, полосы пропуск ния и т. д.) в условиях эксплуатаци Склонность к самовозбуждению опр деляется величиной паразитных о ратных связей — внешних и внутре них. Первые снижают экранирован ем, рациональным монтажом, испол зованием фильтров в цепях питани Вторые обусловлены, как извести* обратной проводимостью активнь приборов и основным условием усто1 чивой работы усилителя при наличи внутренней обратной связи являете снижение его коэффициента усил< ния. Для устойчивого коэффициент усиления Кус_Т получены крличеа венные оценки в предположении, чт изменения полосы пропускания и кс эффициента усиления при наличи обратной связи не превышают 5— 20%. Так, коэффициент усиления од ного каскада в многокаскадном УП¹ с одиночными контурами не долже! превышать [25] значения

(4.22

где А = V^IKsj/KjjI — активность усилительного прибора.

Для инженерных расчетов вместо (4.22) часто используют значение Ко < К_уст = 0,5 А.

Более подробный анализ показывает [25], что условие (4.22) с некоторым запасом справедливо и для УПЧ с двумя связанными контурами.

Для реализации большого Ко целесообразно выбирать усилительный прибор с высокой активностью. Для повышения устойчивой работы рекомендуется также уменьшать коэффициент включения n_lt применять стабилизирующие резисторы [32], переходить к использованию каскодных схем ОЭ—ОБ, ОИ—ОЗ. При этом расчет отдельных каскадов проводят на заданную полосу пропускания в режиме фиксированного усиления.

Стабильность основных параметров УПЧ в реальных условиях работы зависит от изменения крутизны, входных и выходных полных проводимостей активных приборов, деталей контуров УПЧ. Из опыта разработки УПЧ известно, что при 10—20 %-ном допустимом изменении полосы пропускания и коэффициента усиления относительные изменения емкостей контуров не должны превышать следующих

значений: < (0,4ч-0,7)П//_п -

для УПЧ с двумя связанными контурами; АС/С < (0₍7Ч-0,9)П//_П — для УПЧ с одиночными контурами. На основе этих соотношений могут быть выбраны емкости в контурах, если известны значения АС ж л? АС_ВЫХ + + «! ЛС_ВХ, Ad w п\ АС_ВЫХ „ АС_г к п\ ДС_{ВХ 2} (см. рис. 4.8).

В УПЧ приемников сложных сигналов необходимо обеспечивать высокую стабильность ФЧХ, это же требование относится и к УПЧ в модулях АФАР (см. гл. 6). Для повышения фазовой стабильности рекомендуется выбирать активные приборы, у которых /„> /_п, осуществлять термокомпенсацию элементов контуров, снижать зависимость фазовых сдвигов от амплитуды, для чего в последних каскадах УПЧ применяют транзисторы среднего и большого уровня

мощности и др. Более подробные сведения о способах повышения фазовой стабильности в УПЧ изложены в 127]. Следует отметить, что применение транзисторов средней мощности в последних каскадах УПЧ снижает не только фазоамплитудную зависимость, но и в целом уровень нелинейных искажений в УПЧ. Применение полевых транзисторов, особенно в регулируемых каскадах УПЧ, также позволяет снизить нелинейные искажения. Как известно, передаточная характеристика полевых транзисторов по форме близка к квадратичной, благодаря чему можно реализовать малые отношения 5^<2)/S (S^(2> — вторая производная крутизны передаточной характеристики), от которых зависит большинство нелинейных эффектов в резонансных усилителях (см. гл. 3). Кроме того, применение полевых транзисторов целесообразно в каскадах УПЧ, которые должны иметь высокое входное сопротивление, например при подключении УПЧ к высокоомному выходу транзисторного смесителя.

В УПЧ, изготовляемых средствами микроэлектроники, выполнение катушек индуктивности с требуемыми размерами и добротностью затруднено. Для реализации избирательности в таких УПЧ широко используют различные активные /?С-цепи, которые часто выполняют в виде избирательных звеньев первого и второго порядков. Общая избирательность достигается каскадным соединением звеньев, которые имеют требуемое расположение полюсов и нулей. В частности, звенья второго порядка имеют передаточную характеристику вида

где ш_г, (о_р — частота нуля и полюса; Qz, Qp — добротность нуля и полюса.

Для реализации избирательности в УПЧ обычно используют два варианта:

1) каскадное соединение звеньев ФНЧ и ФВЧ (см. рис. 4.4)

2) звено полосовой фильтрации:

УПЧ по данному методу проектируют на операционных усилителях, охваченных обратной связью. Недостатки подобных УПЧ — сравнительно низкие частоты (не выше единиц мегагерц), большая потребляемая мощность, неширокий динамический диапазон. Более перспективны УПЧ на ИТУН (источник тока, управляемый напряжением), выполненные на микросхемах высокочастотных усилителей или транзисторных микросборках. В качестве примера укажем на реализацию схемы одного каскада УПЧ с резонансной частотой /_п = = 10 МГц и полосой 500 кГц на двух гибридно-интегральных ОУ.

Достоинством УПЧ с распределенной избирательностью на основе RC-цепей является использование унифицированных блоков — звеньев в виде микросхем или микросборок, простота расчетов, наглядность и удобство настройки звеньев и УПЧ в целом.

Переходные процессы в УПЧ возникают при прохождении через него радиоимпульсов с изменяющимися амплитудой, частотой, фазой. С такими сигналами работают системы цифровой радиосвязи, импульсной радиолокации, радиоуправления. Кроме того, с переходными процессами приходится считаться при воздействии импульсных помех на линейную часть приемника.

Из-за переходных процессов в УПЧ форма радиоимпульсов иска-

жается. Эти искажения можно ра считать по переходной характерист ке конкретного УПЧ, найденной, н пример, с помощью обратного пр образования Лапласа 125]. Привед< окончательные результаты для нек торых типов УПЧ. Так, в УПЧ с од ночными контурами с достаточж для инженерных расчетов степень точности время установления ампл туды радиоимпульса, т. е. врем в течение которого амплитуда ради импульса нарастает от 0,1 до 0,9 уст новившегося значения, определяет! соотношением

1 аким образом, зная г_у, можно ра считать по соотношению (4.23) поло( пропускания n„_i7, а затем определи затухание контуров так же, как и д.) непрерывных сигналов.

Анализ переходных процессов УПЧ на связанных контурах п] критической связи между контура} (ркр — 1) Дает значение /_у : да 0,81/П₀,₇. При связи больше кр тической (р > 1) переходный пр цесс с установлением амплитуды с провождается выбросом, приче амплитуда выброса увеличивается ростом числа каскадов и увеличение обобщенного коэффициента связи Таким образом, оптимальной rj правильного воспроизведения фop^ радиоимпульсов является максимал но плоская форма АЧХ УПЧ.

Следует отметить, что форма р диоимпульсов искажается не только УПЧ, но и во входной цепи приемн ка, и в УРЧ, если полосы пропуск ния их соизмеримы с полосой пр пускания УПЧ. Общее время уст новления в этом случае приближе но рассчитывают по соотношени

ty да V^y.Bx.u + ty урч -+ 'у упч . ^г'

'у.вх.ц. *уурч, t_y упч — времена уст новления во входной цепи, УРЧ УПЧ, соответственно.

Дополнительные сведения о пр хождении модулированных (AM, 41 сигналов через УПЧ см. в гл. 1