Sistemy_shirokopolosnoy_radiosvyazi_2009

94 Глава 3 | Принципы построения систем радиосвязи с шумоподобными сигналами

Рис. 3.1. Обобщенная схема формирования шумоподобных сигналов

При подаче на вход этой схемы импульса малой длительности ( — функции) каждый из полосовых фильтров вырезает из равномерного спектра этого импульса узкую область частот — парциальный сигнал uk (t) с шириной спектра k . Каждый узкополосный парциальный сигнал ослабляется в аттенюаторах в k раз и задерживается на интервал k . Результирующий выходной ШПС Sk (t) , длительности T , зависит от выбранного набора каждого из пяти параметров

k , k , k , k , N

k 1

Спомощью (3.2) можно точно представить на конечном интервале времени любой сигнал, занимающий конечную полосу частот, при со-

ответствующем выборе параметров k , k , k , k , N схемы формирования ШПС (рис. 3.1). При больших базах сигнала реализация схемы рис. 3.1 становится затруднительной и вряд ли практически целесообразной. Поэтому в основу техники ШПС положены регулярные правила их формирования, которые, с одной стороны, обеспечивают временные и корреляционные характеристики, близкие к характеристикам флюктуационного шума, а с другой — обеспечивают простоту технической реализации устройств формирования и обработки ШПС, например формирование ШПС в классе циклических сигналов.

Отметим новые возможности, которые открывают ШПС в технике передачи сообщений, т. е. фактически свойства ШПС.

Кодовое разделение (селекция) сигналов. Каждый сигнал из ансамбля ШПС занимает, как правило, одну и ту же полосу частот и имеет хорошие корреляционные свойства. При этом сигналы ансамбля

отличаются по форме. Следовательно, селекция сигналов по форме (коду) является новым видом селекции, обобщающим амплитудную, частотную, фазовую и импульсную селекции.

Анализ широкополосных систем радиосвязи показывает, что максимально допустимое число одновременно работающих радиостанций в данном диапазоне практически то же, что и при традиционном делении этого диапазона на частотные каналы и селекции их с помощью частотных фильтров.

Борьба с многолучевостью. Наличие многолучевого распространения приводит к искажению принимаемых сигналов, что затрудняет прием и снижает достоверность передачи информации. Попытки преодоления вредного влияния многолучевости предпринимаются уже давно. К ним можно отнести разнесенный прием, селекцию сигналов по времени и углу прихода, корректирующее кодирование и некоторые другие методы. Однако все эти методы не имеют принципиального решения проблемы. Широкополосный шумоподобный сигнал благодаря своим хорошим корреляционным свойствам может быть «свернут» (или сжат) в узкий импульс, длительность которого обратно пропорциональна используемой ширине полосы частот — сж 1 / эф . Следовательно, выбирая такую полосу сигнала, чтобы длительность сжатого импульса была меньше времени запаздывания лучей —сж зап , можно осуществить раздельный прием одного или ряда запаздывающих лучей, при этом, суммируя их энергию, можно повысить помехоустойчивость приема шумоподобных сигналов. Тем самым указанная проблема получает принципиальное разрешение.

Помехозащищенность. ШПС позволяют повысить помехозащищенность широкополосных систем связи. Это емкое понятие помехозащищенности рассмотрено ранее в подразд. 1.3.1.

Электромагнитная совместимость. ШПС обеспечивают хорошую электромагнитную совместимость широкополосных и узкополосных систем связи. В этом случае пораженные узкополосными радиостанциями участки спектра вырезаются (оператором или автоматом). Теоретические и экспериментальные исследования показывают, что исключение половины полосы частот, занимаемой ШПС, не нарушает нормальной работы системы. Этим и обеспечивается эффективная борьба широкополосных систем с мощными узкополосными помехами.

Адаптивные свойства. Интересной особенностью системы связи с ШПС являются ее адаптивные свойства — с уменьшением числа

Рис. 3.2. Классификация основных типов ШПС

Многочастотные сигналы (МЧ-сигналы) являются суммой (3.2) N гармоник u1(t) uN (t) , амплитуда, частота и фаза каждой из которых определяются в соответствии с выбранными законами формирования сигналов (рис. 3.3).

Рис. 3.3. Принцип формирования многочастотных МЧ-сигналов

Ширина спектра каждого элемента (парциального сигнала) ui (t) определяется соотношением F 1 / T . Поэтому база МЧ-сигнала

98 Глава 3 | Принципы построения систем радиосвязи с шумоподобными сигналами

т. е. совпадает с числом гармоник. МЧ-сигналы являются непрерывными и для их обработки трудно приспособить методы цифровой техники, они имеют большой пик-фактор, при этом для получения большой базы B необходимо реализовать большое число N частотных каналов обработки. В связи с указанными недостатками МЧ-сигналы не нашли широкого практического применения.

Бинарные фазоманипулированные сигналы (БФМ-сигналы) представляют последовательность радиоимпульсов одинаковой частоты, фазы которых изменяются по заданному закону (рис. 3.4).

Рис. 3.4. БФМ-сигнал с фазокодирующей последовательностью

M

т. е. равна числу импульсов в сигнале. Заметим, что БФМ-сигналы являются одночастотными сигналами. Возможность применения БФМ-сигналов в качестве ШПС с базами B 104 106 ограничена в основном аппаратурой обработки. БФМ-сигналы допускают широкое использование цифровых методов и цифровой техники формирования и обработки и имеют относительно большие базы, поэтому являются одним из перспективных видов ШПС.

Дискретные частотные (ДЧ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов, несущие частоты которых изменяются по заданному закону (рис. 3.5), где сверху у каждого отрезка гармоники проставлены значения их относительных частот.

Пусть число радиоимпульсов в сигнале равно N , и каждый импульс имеет свою частоту, отличную от частот других импульсов. Все частоты попарно ортогональны. Следовательно, число различных частот M N . База ДЧ-сигнала

Рис. 3.5. Дискретный частотный ДЧ-сигнал — сигнал с частотной манипуляцией кодовой

последовательностью q(n) 1,3,6,2,7,4,5

Из (3.6) следует основное достоинство ДЧ-сигналов — для получения необходимой базы B число частотных каналов обработки M B , что существенно меньше в сравнении с МЧ-сигналами, где M B . Вместе с тем для больших баз B 104 106 использовать только ДЧ-сигналы нецелесообразно, так как число частотных каналов обработки M 102 103 , что представляется чрезмерно большим.

Дискретные составные частотные (ДСЧ) сигналы являются ДЧ — сигналами, у которых каждый импульс (частотный элемент) длительностью чэ заменен шумоподобным сигналом.

Рис. 3.6. Дискретный составной частотный сигнал с фазовой модуляцией — ДСЧ-ФМ-сигнал

Изображенный на рис. 3.6 сигнал содержит в качестве элементов БФМ-сигналы длины N 4 , на каждом из M 2 частотных скачков. В общем случае длительность ДСЧ-ФМ-сигнала T M чэ MN 0 , ширина спектра F M / 0 , а база сигнала

100 Глава 3 | Принципы построения систем радиосвязи с шумоподобными сигналами

Из (3.7) находим, что для обработки ДСЧ-ФМ-сигналов требу-

ется организовать M B / N частотных каналов. Таким образом, класс ДСЧ-ФМ-сигналов является наиболее перспективным для систем радиосвязи.

Компактные сигналы с пассивной паузой на основе частотновременных матриц — ЧВМ-сигналы. Элементы ЧВМ-сигнала с пассивными паузами имеют манипуляцию и по времени, и по частоте. Таким образом, каждый частотно-временной сигнал задается с помощью двух кодирующих последовательностей: временной и частотной, т.е. фактически с помощью частотно-временной матрицы, содержащей код импульсных расстановок и код частотных расстановок, поэтому такие сигналы называют сокращенно ЧВМ-сигналы с пассивными паузами (рис. 3.7).

Рис. 3.7. Примеры ЧВМ-сигналов с пассивными паузами и хорошими авто- и взаимокорреляционными свойствами для асинхронных радиотехнологий

Базу ЧВМ-сигнала с пассивными паузами определим соотношением

где m0 — число ортогональных частотных элементов в сигнале; n0 — число активных позиций.

Методы синтеза наиболее перспективных типов сигналов, нашедших широкое практическое применение, подробно излагаются в следующих главах.

3.3. Физическая трактовка механизма борьбы с многолучевостью 101

3.3.Физическая трактовка механизма борьбы с многолучевостью. Принцип разделения лучей

В многолучевых каналах тропосферной и ионосферной радиосвязи, в КВ диапазоне, в системах мобильной сотовой связи, сигнал, посланный передатчиком, приходит в точку приема по различным путям (лучам). В результате этого на вход приемника вместо переданного сигнала S(t) воздействует сумма составляющих, называемых лучами

Интерференция (взаимное усиление или ослабление волн в результате их наложения) приводит к замираниям сигналов и другим нежелательным явлениям (отражения, дифракция, рассеяние). Поэтому естественно поставить задачу выделения наиболее интенсивных лучей с последующим суммированием результатов обработки каждого.

Корреляционный метод приема в целом требует вычисления корреляционного интеграла

где S(t) — опорный сигнал.

Предположим, что опорный сигнал синхронизирован с первым

Задачу выделения первого луча можно решить, если все интегралы под знаком суммы (в правой части (3.11)) будут равны (или близки) к нулю. Другими словами, автокорреляционная функция сигнала (АКФ) должна удовлетворять условию

где tmin — минимальное запаздывание между разделяемыми лучами. Следовательно, ширина спектра ШПС

102 Глава 3 | Принципы построения систем радиосвязи с шумоподобными сигналами

В этом случае говорят о полном разрешении многолучевого канала (сигнала). Например, в системе, использующей отраженные от Луны ШПС, можно выделить при реальных параметрах сигналов до 16000 лучей. Однако сложность приемного устройства делает такое разрешение канала нецелесообразным.

Разделение лучей дает ряд новых возможностей обработки ШПС. Во-первых, возможность измерять параметры каждого из лучей распространения сигналов, во-вторых, возможность эффективно использовать энергию всех лучей, т. е. осуществить суммирование их энергий. Реализацию этих преимуществ ШПС рассмотрим в дальнейшем на примере радиотелеграфной системы «Rake» — «Грабли».

3.4.Физическая трактовка механизма подавления

сосредоточенных по спектру (гармонических) помех

Одной из важнейших особенностей ШПС является возможность борьбы с сосредоточенными либо по спектру, либо по времени помехами. Рассмотрим на конкретных примерах механизм подавления сосредоточенных по спектру (гармонических) помех в системах связи с ШПС двух типов: БФМ-сигнал и МЧ-сигнал.

Пример 1. В качестве первого примера выберем БФМ-сигнал

кодированный М-последовательностью, знаковая форма которой имеет вид C(t) . Оптимальный прием в целом на фоне АБГШ сводится к корреляционному методу приема сигнала — рис. 3.8.

Пустьнавходеприемникавоздействуетколебание y(t) S(t) (t) , где (t) — мощная узкополосная помеха. Поскольку коррелятор является линейным устройством, то анализ прохождения сигнала S(t) и помехи (t) можно проводить раздельно, и затем воспользоваться принципом суперпозиции линейных систем. На рис. 3.9 с помощью эпюр а,б,в,г,д показаны процессы обработки сигнала (результаты различных

3.4. Физическая трактовка механизма подавления сосредоточенных по спектру 103

произведений и интегрирования), а с помощью эпюр е, ж, з,и — процессы обработки в приемнике узкополосной помехи (t) . Отклик

хи в 7 раз меньше (уже) спектра сигнала.

Рис. 3.8. Схема корреляционного приемника БФМ-сигналов для борьбы с узкополосными помехами методом «обеления» и фильтрации

Из анализа механизма обработки входного колебания (рис. 3.9) следует, что широкополосный сигнал б превращается в узкополосный сигнал в ; а узкополосная помеха е превращается в широкополосную помеху ж , т. е. помеха «обеляется». Затем элементы сигнала суммируются (интегрируются) когерентно (с одним знаком), а элементы помехи суммируются с разными знаками, т. е. компенсируют друг друга. Нетрудно теперь дать физическую трактовку механизма подавления помех. Для подавления узкополосной помехи необходимо «раздробить» ее на как можно более мелкие части и затем сложить эти части с разными знаками.

Исходя из установленного механизма подавления помех — «обеляй и фильтруй» — нетрудно установить требования к структуре ШПС.

Во-первых, для мелкого дробления помехи необходимо, чтобы длительность элемента сигнала 0 была существенно меньше длительности помехи, т. е.

Во-вторых, желательно, чтобы число положительных элементов сигнала было равно числу отрицательных его элементов, т. е.