Sistemy_shirokopolosnoy_radiosvyazi_2009
.pdf196 Глава 5 | Системы дискретных частотных сигналов
Отметим также, что оптимальные системы ДЧ-сигналов на основе D(p) -кодов не являются ортогональными, поскольку первый столбец D(p) -кодов состоит из одинаковых символов.
Определение 5.4.3. Модифицированным (укороченным) D(p 1) -кодом децимации длины N p 1 назовем D(p) -код (5.58) без первого столбца.
Таблица 5.5
Примеры построения D(7) -кодов
|
0 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
|
0 |
1 |
3 |
2 |
6 |
4 |
5 |
|
0 |
2 |
4 |
6 |
1 |
3 |
5 |
|
0 |
3 |
6 |
5 |
1 |
2 |
4 |
D1(7) |
0 |
3 |
6 |
2 |
5 |
1 |
4 |
D2(7) |
0 |
2 |
5 |
3 |
4 |
1 |
6 |
|
0 |
4 |
3 |
5 |
2 |
6 |
3 |
|
0 |
6 |
1 |
4 |
3 |
5 |
2 |
|
0 |
5 |
3 |
1 |
6 |
4 |
2 |
|
0 |
4 |
2 |
1 |
5 |
6 |
3 |
|
0 |
6 |
5 |
4 |
3 |
2 |
1 |
|
0 |
5 |
4 |
6 |
2 |
3 |
1 |
Из определения D(p 1) -кода следует, что мощность полного класса оптимальных систем ДЧ-сигналов, обладающих свойством ортогональности, также определяется соотношением (5.59), при этом основные параметры оптимальной системы ортогональных ДЧ-сигналов (объем J , длина каждого сигнала N , число сдвигов
частоты M ) определяется соотношением |
|
J N M p 1 . |
(5.60) |
Пример построения полного класса оптимальных систем ортогональных ДЧ-сигналов на основе D(4) -кодов децимации представлен в табл. 5.6. Первые кодовые слова в каждом коде представляют собой либо МЛРП, либо нелинейные МНРП. Напомним, что все кодовые слова D(p) -кодов и укороченных D(p 1) -кодов рассматриваются как ЧКП.
Относительная скорость передачи информации оптимальной системы ортогональных ДЧ-сигналов определяется соотношением
Rинф |
|
log2 J |
|
log2 (p 1) |
|
1 |
, |
(5.61) |
|||
log2 J0 |
(p 1)log2 (p 1) |
(p 1) |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
где величина J |
0 |
M N — объем полного M -ичного кода длины N. |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5.4. Алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов 197
Из анализа соотношения (5.61) следует, что оптимальные системы ДЧ-сигналов являются низкоскоростными системами, при этом скорость передачи быстро падает с ростом характеристики p . Другими словами, вся избыточность используется для придания сигналам заданных корреляционных и спектральных свойств, а также специальной структуры, допускающей упрощение технической реализации устройств их формирования и обработки.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 5.6 |
||||
D(4) -коды |
Кодовые |
|
Полный класс оптимальных систем ДЧ-сигналов |
||||||||||||||||||||||
слова кодов |
|
длины N 4 на частотно-временной плоскости |
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D1(4) -код |
1234 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2413 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МНРП |
314 2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4321 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
124 3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D2(4) -код |
2314 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МЛРП |
4132 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3421 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1324 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D3(4) -код |
3412 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МНРП |
214 3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4231 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
134 2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D4(4) -код |
3214 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МЛРП |
4123 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2431 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1423 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D5(4) -код |
4312 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МНРП |
2134 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
324 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1432 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D6(4) -код |
4213 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
МНРП |
3124 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
234 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
198 Глава 5 | Системы дискретных частотных сигналов
5.5.Алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов над расширенными полями Галуа
Рассмотренный ранее алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов на основе метода децимации ( D(p) -коды и D(p 1) -коды) обобщает все известные ранее алгоритмы, основанные на использовании фундаментальных положений теории чисел и теории простых полей Галуа GF (p) . Однако метод децимации, как и другие подобные ему алгоритмы, накладывает ограничение на возможные длины ДЧ-сигналов: N p либо N p 1 , где p — простое число. Ясно, что на практике может потребоваться существенно больший набор (ассортимент) возможных длин N оптимальных ДЧ-сигналов [53].
Заметим также, что в простых полях отсутствует понятие изоморфных полей, т. е. понятие первообразного полинома f (x) степени расширения m deg f (x) . В простых полях порядок мультипликативной группы N p 1 — всегда составное число, в то время как в расширенных полях порядок N q 1 , q pm может быть как простым, так и составным числом. Таким образом, в расширенных полях GF (q) , q pm существенно больший ассортимент различных алгебраических конструкций, что позволяет предложить ряд регулярных правил построения оптимальных, композиционных и больших систем ДЧ-сигналов.
Ненулевые элементы расширенного поля Галуа GF (q) , q pm , упорядоченные в соответствии с первообразным неприводимым над полем GF (p) полиномом f (x) , степени deg f(x) m и первообраз-
ным корнем |
GF (q) , представим в следующих формах. В виде |
|||||
степеней i , |
i |
0 q 2 |
; в виде полиномов — вычетов по двойному |
|||
|
|
, |
|
|
|
|
модулю |
R (x) i (modd f (x), p) , i |
|
; в виде р-ичных век- |
|||
0 q 2 |
||||||
i |
i |
, |
|
торов x [x(i) , x(i) , , x(i) ] и, наконец, в виде десятичных чисел
0 1 m 1
ni , i 0,q 2 , — нумераторов упорядоченных элементов поля. Взаимно однозначное отображение ( ) между различными фор-
мами представления одного и того же элемента ai qi Ri запишем |
|
в символическом виде |
|
i i Ri (x) x(i) ni , i 0,q 2 . |
(5.62) |
Определение 5.5.1. Последовательность десятичных чисел N (q) {ni } , i 0,q 2 над расширенным упорядоченным полем
5.5. Алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов 199
GF (q) , q pm назовем сокращенно N (q) -последовательностью, если каждое ее число ni определяется по правилу
ni
или |
ni |
m 1 |
|
|
|
|
|
|
|
xk(i) pm k |
1 |
, i |
|
|
, |
(5.63) |
|
0,q 2 |
|||||||
k 0 |
|
|
|
|
|
|
|
m 1 |
|
|
|
|
|
|
|
xk(i) pk |
, |
i |
|
. |
(5.64) |
||
0,q 2 |
k 0
Заметим, что, строго говоря, определение 5.5.1 N (q) -последова- тельности отличается от известного определени M(q) -последователь- ности [52]. Однако нетрудно показать, что структурные свойства этих последовательностей во многом совпадают, поскольку механизм псевдослучайности этих последовательностей определяется выбором одной и той же алгебраической пары (f (x), ) .
В качестве примера построим (табл. 5.7) N (q) -последовательность по правилу (5.63) над расширенным полем GF (q) , где q pm 32 9 , корень x, первообразный (неприводимый над полем GF (3) ) по-
лином f (x) x2 |
|
x 1 . |
|
|
|
|
|
|
||
|
Последний столбец табл. 5.7 представляет собой N (q) -последова- |
|||||||||
тельность, которую будем называть базовым кодовым словом |
||||||||||
|
|
N (9) {n } {1 |
3 |
4 7 2 6 |
8 |
5} . |
|
|||
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 5.7 |
|
|
|
|
Различные формы представления элементов расширенного поля |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
i |
xi |
|
R (x) |
|
x(i) [x(i) , x(i) ] |
n |
|
||
|
|
|
|
i |
|
|
0 |
1 |
i |
|
|
|
x0 |
|
|
|
1 |
0 1 |
|
1 |
|
|
|
x1 |
|
x |
|
|
1 0 |
|
3 |
|
|
|
x2 |
|
x |
|
1 |
11 |
|
4 |
|
|
|
x3 |
|
2x |
|
1 |
2 1 |
|
7 |
|
|
|
x4 |
|
|
|
2 |
0 2 |
|
2 |
|
|
|
x5 |
|
2x |
|
|
2 0 |
|
6 |
|
|
|
x6 |
|
2x |
|
2 |
2 2 |
|
8 |
|
|
|
x7 |
|
x |
|
2 |
1 2 |
|
5 |
|
200 Глава 5 | Системы дискретных частотных сигналов
Определение 5.5.2. Частотно-временным кодом, циклическим по частоте, или сокращенно FN (q) — кодом над полем GF (q) , q pm , назовем множество таких кодовых слов, каждое из которых определяется правилом
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
FN |
|
(q) |
(n |
)(modd f (x), p) |
, i 0,q 2 , |
(5.65) |
||||
для каждого |
|
. |
|
|
|
|
|||||
0 q 1 |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
, |
|
|
|
— код над полем GF (q) , |
||||
Из правила (5.65) следует, что FN (q) |
|||||||||||
q pm |
имеет длину N q 1 и мощность |
J q . Поскольку нумера- |
тор ni определяется двумя соотношениями (5.63) и (5.64), то FN (q) — код имеет две различные формы представления: FN1(q) -код и FN 2(q) -код соответственно, как это видно из табл. 5.8, построенной на основе данных табл. 5.7. Нетрудно непосредственно убедиться, что каждый FN (q) -код из табл. 5.8 обладает свойством не более одного совпадения ( 1) при произвольных временных сдвигах между каждой парой его кодовых слов. Однако докажем справедливость этого свойства FN (q) - кода в общем случае.
|
|
|
|
|
|
Таблица 5.8 |
||
|
|
|
Примеры FN (q) -кодов длины N q 1 8 |
|||||
1 3 4 7 |
2 |
6 |
8 |
5 |
3 1 4 5 6 |
2 |
8 |
7 |
|
0 |
7 |
6 |
|
|
5 |
2 |
|
2 4 5 8 |
3 |
6 4 7 8 0 |
1 |
|||||
4 6 7 1 |
5 |
0 |
2 |
8 |
4 2 5 3 7 |
0 |
6 |
8 |
5 7 8 2 |
3 |
1 |
0 |
6 |
7 5 8 6 1 |
3 |
0 |
2 |
|
6 |
4 |
3 |
|
|
4 |
1 |
|
FN1(9) 8 1 2 5 |
0 |
FN 2(9) 8 3 6 7 2 |
0 |
|||||
0 5 3 6 |
1 |
8 |
7 |
4 |
0 7 1 2 3 |
8 |
5 |
4 |
|
8 |
3 |
5 |
|
|
1 |
7 |
|
7 0 1 4 |
2 |
5 0 3 4 8 |
6 |
|||||
6 2 0 3 |
7 |
5 |
4 |
1 |
2 6 0 1 5 |
7 |
4 |
3 |
|
4 |
2 |
1 |
|
|
6 |
3 |
|
3 8 6 0 |
7 |
1 8 2 0 4 |
5 |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Утверждение 5.5.1. Каждый FN (q) — код над произвольным полем GF (q) , q pm обладает свойством не более одного совпадения ( 1) и, следовательно, порождает оптимальную систему ДЧсигналов.
Доказательство. Рассмотрим два произвольных кодовых слова FN 1(i) и FN 2 (i) , i 0,q 2 из (5.65) сдвинутых друг относительно друга на произвольную величину . Число одновременных совпаде-
5.5. Алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов 201
ний элементов по времени и частоте этих слов для произвольных
определяется числом решений следующего сравнения — |
|
i 1 i 2(modd f (x), p), i 0,q 2, , |
(5.66) |
или после несложных преобразований (5.66) получаем эквивалентное сравнение
i(1 ) ( 2 1)(modd f (x), p) , i |
|
. |
(5.67) |
0,q 2 |
Сразу отметим, что при = 0 любые два кодовых слова FN(q)- кода не имеют совпадений. Поскольку множитель (1 ) — число,
а величина 2 1 — ненулевое число, при этом множество { i} ,
i 0,q 2 — полная система ненулевых вычетов, то сравнение (5.67) имеет не более одного решения ( 1) для произвольного значения[84]. Таким образом, действительно, каждая система ДЧ-сигналов на основе FN (q) -кода над произвольным полем GF (q) , q = pm является оптимальной.
Особенность предложенных классов FN (q) -кодов состоит в том, что длина кодовых слов N q 1 , а общее число M частот, из которых формируется каждое кодовое слово без повторений частот, M q , т. е. на единицу больше длины N сигнала.
Изложим теперь формальную процедуру построения полного класса оптимальных систем ДЧ-сигналов на основе единственного построенного FN (q) -кода (5.65). Для этого с целью наглядности представим FN (q) -код в обобщенном символьном (буквенном) виде. Например, для FN1(9) - кода из табл. 5.8 после замены чисел на буквы по правилу
Числа |
0 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Буквы |
a |
b |
c |
d |
e |
f |
g |
h |
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
построим FN1(9) - код в символьном виде (5.68).
Ясно, что каждая пара буквенных строк из (5.68) обладает свойством не более одного совпадения ( 1 ). Проведя теперь однозначное перекодирование букв из (5.68) в соответствующие числа ni по правилу всех возможных перестановок из восьми различных чисел
ni , i 1,8
202 Глава 5 | Системы дискретных частотных сигналов
|
|
b |
d |
e |
h |
c |
g |
i |
f |
|
|
||
|
|
|
e |
f |
i |
a |
h |
g |
d |
|
|
|
|
|
|
c |
|
|
|
||||||||
|
|
e |
g |
h |
b |
f |
a |
c |
i |
|
|
||
|
|
f |
h |
i |
c |
d |
b |
a |
g |
|
|
|
|
|
|
|
b |
c |
f |
g |
e |
d |
|
|
|
(5.68) |
|
FN1(9) i |
a . |
|
|||||||||||
|
|
a |
f |
d |
g |
b |
i |
h |
e |
|
|
|
|
|
|
|
a |
b |
e |
i |
d |
f |
|
|
|
|
|
|
|
h |
c |
|
|
||||||||
|
|
g |
c |
a |
d |
h |
f |
e |
b |
|
|
||
|
|
|
i |
g |
a |
e |
c |
b |
|
|
|
|
|
|
|
d |
h |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Буквы |
a |
b |
c |
d |
|
|
e |
f |
g |
h |
i |
, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Числа |
0 |
n1 |
n2 |
n3 |
|
|
n4 |
n5 |
n6 |
n7 |
n8 |
||
|
|
|
построим полный класс оптимальных систем ДЧ-сигналов над расширенным полем Галуа GF (9) объема W 8! 40320 систем.
В общем случае объем оптимальных систем ДЧ-сигналов над расширенным полем Галуа GF (q), q pm определяется соотношением
W (q 1)! (pm 1)! . |
(5.69) |
Представленный алгоритм построения полных классов оптимальных систем ДЧ-сигналов над расширенными полями Галуа дает возможность обобщить полученные ранее результаты, а также найти простые пути решения вопросов формирования и смены таких систем, что является одной из основных задач при проектировании помехозащищенных радиотехнических систем.
Отметим, что полные классы оптимальных циклических по частоте FN (q) - кодов могут иметь как непосредственное приложение, например в хорошо известных радиосистемах [14—18], так и служить основой для построения больших (композиционных [11,12]) систем ДЧ-сигналов с хорошими корреляционными свойствами.
5.6.Композиционные системы ДЧ-сигналов над простыми полями Галуа
Как следует из соотношения (5.61), для повышения скорости передачи системы ДЧ-сигналов необходимо увеличивать ее объем J . Наиболее практически привлекательными, с точки зрения получения
5.6. Композиционные системы ДЧ-сигналов над простыми полями Галуа 203
максимальных объемов и хороших корреляционных свойств, являются композиционные системы, получаемые путем объединения оптимальных систем ДЧ-сигналов [11].
Определение 5.6.1. Композиционным частотно-временным S(p) -кодом над простым полем GF (p) называют p -ичный код, каждое кодовое слово которого определяется правилом
|
|
|
S kr , |
( kir |
)modp , i |
|
|
, |
|
(5.70) |
|||
|
|
|
0, p 1 |
||||||||||
где k |
|
|
, |
|
|
, для каждого r |
|
. |
|
||||
1 p 1 |
0 |
p 1 |
2 p 2 |
|
|||||||||
, |
|
, |
|
|
|
, |
|
|
|
||||
Непосредственно из определения 5.6.1следует, что p -ичный S(p) |
|||||||||||||
-код имеет длину J (p) =, при этом его мощность |
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
J |
k |
(p) p(p 1). |
(5.71) |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Покажем, что над произвольным полем Галуа GF (p) всегда может быть построена минимаксная композиционная система ДЧ-сигналов, без повторения частот в рамках каждого сигнала, для которой максимальный боковой лепесток взаимной апериодической корреляции между каждой парой сигналов имеет минимальное значение
min max 3 .
Утверждение 5.6.1. Над произвольным полем GF (p) простой характеристики p всегда существует минимаксная композиционная система ДЧ-сигналов без повторения частот с параметрами: N M p
—длина сигнала; J p(p 1) —объем системы; min max 3 —пара- метр взаимной корреляции, если S(p) -код (5.70) построен на основе вычетов степени r p 2 .
Доказательство. В соответствии с алгоритмом Евклида [84] находим, что н. о. д. (p 2, p 1) 1 для произвольного простого p , поэтому композиционная система действительно состоит из ДЧ-сигналов без повторения частот в рамках каждого сигнала. Пусть — произвольный временной сдвиг между некоторой парой кодовых слов S(p)
-кода, тогда число совпадений |
находится с учетом правила (5.70) |
|||||||
как число решений следующего сравнения: |
|
|||||||
k (i )p 2 |
|
(k i p 2 |
|
|
)( mod p) , i |
|
. |
(5.72) |
2 |
0, p 1 |
|||||||
1 |
1 |
2 |
|
|
|
|
|
|
Ясно, что при i 0 |
и заданных значениях величин k1, k2 , 1, 2 |
всегда найдется такое , при котором сравнение (5.72) имеет решение. Для других значений i 1, p 1 преобразуем сравнение (5.72) с учетом теоремы Ферма [84] — i p 1 1( mod p) к эквивалентному усеченному сравнению второй степени относительно переменной i
204 Глава 5 | Системы дискретных частотных сигналов
( 1 2 )i2 (k1 1 k2 2 )i k2 0( mod p) , i 1, p 1 . (5.73)
Последнее сравнение (5.73) второй степени имеет не более двух решений [87]. Таким образом, исходное сравнение (5.72) имеет не более трех решений, следовательно, параметр взаимной корреляции минимаксной композиционной системы ДЧ-сигналов min max 3.
Из анализа правила (5.70) следует, что композиционные коды квадратичных вычетов (r 2) имеют параметр min max 2 . Однако в этом случае н. о. д. (2, p 1) 2 , значит, каждый ДЧ-сигнал является сигналом с двойным повторением частот, т. е. имеет в два раза меньшую базу.
Экспериментальные исследования показали, что минимаксные композиционные системы ДЧ-сигналов первого порядка (т. е. без повторения частот) могут существовать и при некоторых других значениях вычетов степени r 1 , для которых (r, p 1) 1 , как это показано с помощью данных табл. 5.9.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 5.9 |
||
Взаимокорреляционные свойства — max |
композиционных систем ДЧ-сигналов |
||||||||||||||||||
|
|
|
объема |
J 930 |
каждая, над простым полем GF (p) , p 31 |
||||||||||||||
r |
1 |
2 |
|
3 |
4 |
|
5 |
6 |
|
7 |
|
8 |
9 |
10 |
11 |
12 |
13 |
14 |
15 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
max |
30 |
2 |
|
3 |
4 |
|
5 |
6 |
|
4 |
|
4 |
4 |
10 |
7 |
6 |
4 |
4 |
15 |
r |
16 |
17 |
|
18 |
19 |
|
20 |
21 |
|
22 |
|
23 |
24 |
25 |
26 |
27 |
28 |
29 |
30 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
max |
8 |
4 |
|
6 |
5 |
|
10 |
5 |
|
8 |
|
4 |
6 |
5 |
4 |
5 |
4 |
3 |
30 |
|
Множество однородных систем I |
r |
{7,11,13,17,19,23,29} . |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Однородные и неоднородные системы ДЧ-сигналов. По определению ДЧ-сигналы являются последовательностями элементарных сигналов, смещенных по времени и по частоте. В зависимости от количества K элементарных сигналов с различными несущими частотами, расположенными на одной временной позиции, различают ДЧсигналы порядка K .
Определение 5.6.2. Систему ДЧ-сигналов на основе S(p) -кодов r - ичных вычетов, длины N p будем называть однородной, если каждый сигнал системы является сигналом первого порядка ( K 1 ) без повторения частот, в противном случае — неоднородной.
5.7. Алгоритм работы и схема кодека композиционного S(p) кода 205
Однородные системы получили наибольшее распространение на практике. Очевидно, что если н. о. д. (r, p 1)>1 , то система является неоднородной.
Структурные свойства композиционных S(p) -кодов. Базовым
кодовым словом S(p) -кода будем называть кодовое слово S kr , с па- |
|
раметрами: k 1, r p 2, 0 |
, т. е. слово S 1p 2,0 . Базовое кодовое |
слово S(p) -кода для различных значений характеристики поля p можно рассчитать заранее и хранить в памяти кодера. Например, для
S(7) -кода базовое кодовое слово имеет вид S 15,0 014 5 2 3 6 . Кодовые |
||||
слова вида S p 2,0 |
kS p 2,0 |
, |
k 2 |
p 1 назовем порождающими. |
k |
1 |
|
, |
|
Каждое порождающее кодовое слово порождает путем его цикличе-
ских сдвигов по частоте |
0 |
p 1 |
(5.70) оптимальную систему ДЧ- |
, |
|
|
сигналов. В табл. 5.10 построен композиционный S(7) -код и представлен в виде объединения оптимальных циклических по частоте подкодов. Порождающие кодовые слова S(7) -кода выделены в табл. 5.10 жирным шрифтом.
|
|
|
|
|
Таблица 5.10 |
Структура минимаксного композиционного S(7) -кода: r 5 , J 42 |
|||||
0145236 |
0213465 |
0351624 |
0426153 |
0564312 |
0632541 |
1256340 |
1324506 |
1462035 |
1530264 |
1605423 |
1043652 |
2360451 |
2435610 |
2503146 |
2641305 |
2016534 |
2154063 |
3401562 |
3546021 |
3614250 |
3052416 |
3120645 |
3265104 |
4512603 |
4650132 |
4025361 |
4163520 |
4231056 |
4306215 |
5623014 |
5061243 |
5136402 |
5204631 |
5342160 |
5410326 |
6034125 |
6102354 |
6240513 |
6315042 |
6453201 |
6521430 |
|
|
|
|
|
|
5.7.Алгоритм работы и схема кодека
композиционного S(p) кода
Схема кодера композиционного S(p) -кода. Учитывая структурные свойства композиционного S(p) -кода, построим обобщенную схему кодера — рис. 5.6.
Источник сообщений формирует ансамбль равновероятных сообщений (символов, букв, знаков) — A (a j ) , j 0, J 1 , J p(p 1) . Счетно-решающий прибор рассчитывает два параметра k и текущего кодового слова S kp 2, на основе значения номера j передаваемого сообщения a j по правилу