книги из ГПНТБ / Гусев, К. Г. Поляризационная модуляция

же устройство, то условие (6.1.7) будет выполнено лишь в том случае, если операторы (6.1.1) при замене систе­ мы координат oxyz на систему oxoyeZa и при одновремен­

ном изменении направления распространения волны пре­ вращаются в операторы (6.1.7).

Проанализируем, какие из рассмотренных ранее (гл. 3) устройств обладают такими свойствами. Назовем волну, распространяющуюся вдоль оси oz системы коор­ динат oxyz, прямой волной, а волну, распространяющую­ ся вдоль оси oz0 системы координат oxoyoZo (рис. 6.1),—

обратной волной. Запишем операторы преобразования прямой и обратной волн элементарными преобразовате­ лями.

1. Гиротропное устройство, выполненное в виде про­ дольно намагниченного феррита. Оператор для прямой

так как продольно намагниченный феррит — невзаимный элемент.

2. Волноводная скрутка на угол 0 (рис. 6 .1 ). Скрутка разворачивает и прямую, и обратную волну, распростра­ няющуюся вдоль продольной оси волновода, на один и тот же угол 0, если он отсчитывается в прямой и обрат­

ной системе координат. Поэтому и для прямой, и для обратной волн оператор скрутки будет одинаков:

Но его следует по-разному применять для скрутки в ви­ де квадратного или прямоугольного волноводов. В квад­ ратном волноводе распространяется волна любой поля­ ризации, поэтому для скрутки из квадратного волновода оператор (6.1.9) применим к волне любой поляризации. В прямоугольном волноводе с волной TEi0 распростра­

няется только линейно-поляризованная волна. Поэтому такая скрутка выполняет две операции: выделение ком­ поненты, поляризованной параллельно узкой стенке вол­ новода, и поворот плоскости поляризации этой компо­

ненты на угол 0. С учетом этого, прямая волна <эпр(() преобразуется скруткой, изображенной на рис. 6.1, к виду

но

а обратная волна преобразуется в обратной последова­ тельности:

3. Линотропное устройство (рис. 3.6,а). Оператор для прямой волны

Ап = е_1уч>,

а для обратной волны

4. Четвертьволновое устройство (рис. 3.2,а). Это уст­ ройство инвариантно относительно разворота системы координат вокруг оси оу, если его собственные оси па­ раллельны осям ох и оу. Поэтому

Операторы (6.1.8) — (6.1.13) позволяют определить вы­ ражения для прямой волны на выходе преобразователя поляризации и для обратной волны на выходе поляриза­ ционного селектора, если задана исходная волна, а сам преобразователь (селектор) состоит из рассмотренных выше элементарных преобразователей.

Положим, что исходная волна в режиме излучения горизонтально поляризована, а в режиме приема в сиг­ нал преобразуется также только горизонтально-поляри­ зованная компонента волны на выходе селектора. В этом случае все пять типов преобразователей поляризации, изображенных на рис. 3.4—3.7 и 6.1 формируют волну

йяя, М = Еве - ,\ 1У (а°‘- кг+ф).

В режиме поляризационной селекции только один из этих преобразователей — преобразователь типа АГ (рис. 3.4) — принимает без поляризационных потерь вол­ ну точно такой же поляризации, что и излучаемая вол­ на. Остальные четыре типа преобразователей в режиме поляризационной селекции дают на выходе горизонталь­ но-поляризованную волну, если поляризационная диа­ грамма принимаемой волны описывается выражением:

— для преобразователя типа ГЛ (рис. 3.9) ео = е,/<ре_ ‘0,

— для преобразователя типа АА (рис. 3.8) е0=

Н!

вания этими устройствами поляризации прямой электро­ магнитной волны, т. е. в режиме излучения, можно за­ писать как операторы гиротропного и линотропного устройств, т. е.

Преобразование эллиптически-поляризованного сиг­ нала этими устройствами в режиме селекции математи­ чески представляется как умножение выражения для

сигнала <§с(t) на комплексно сопряженные по i опера­

торы Ti и Лг.

Оконечное устройство 3 приемной двухкомпонентной

антенны эллиптической поляризации разделяет линейнополяризованные компоненты сигнала (6.2.3), ориентиро­ ванные вдоль осей ох и оу этого устройства, на два

выхода двухкомпонентной приемной антенны. Если дей­ ствительная и мнимая оси комплексной плоскости ( 1,0 совпадают с осями ох и оу оконченного устройства, то на выходах х н у двухкомпонентной антенны получим

следующие сигналы:

(0 == [<?вых (0] >

где сигнал <?BbIX(0 определяется выражением (6.2.3).

Проделав соответствующие преобразования, получим

ех (0 = [cos (ср0— <рА) cos (0С— 6А) + “Ь / sin (fc -)- <РА) sin (0С— 0А)] е;“0^

(6.2.5)

ёу (0 = [cos («рс + <рА) sin (0С— 0А) —

— / sin (<рс — <рА) cos (0С— 0А)] е,в°'.

143

Скалярные функции ex(t) и ey (t) являются проекциями

двумерного сигнала на базис двухкомпонентной антенны

спараметрами поляризации qu, 0а-

Вдальнейшем удобно обозначить эллиптический по­

ляризованный базис двухкомпонентной антенны ком-

—> —>

плексными векторами g и т), каждый из которых на двой­

Тогда проекции комплексного вектора сигнала sc на комп­ лексные векторы %и т) будут равны

(ft^Re*-^**'] — е* (О

хода у двухкомпонентной антенны, получает дополни­ тельный фазовый сдвиг я/2 относительно сигнала (t)

(например, за счет разной длины волноводных линий).

144

Таким образом, в качестве базиса Двухкомпонентной

торое следует подставить выбранный базис приемной

поступать на трй выход двухкомпонентной антенны. В об­ щем же случае, т. е. при параметрах поляризации сигна­ ла, не совпадающих с параметрами поляризации при­ емной антенны, энергия сигнала будет распределяться

yi = 0,5 [1+ sin 2фс sin 2<рА + cos 2фс cos 2фА cos 2 (0С—0д) ],

( 6.2. 10)

yi = 0,5[l +sin 2ф0sin 2фА + соэ 2фс cos 2фА cos 2 (0С—0А].

Формулы (6.2.10) позволяют оценить селектирующие свойства эллиптически поляризованной антенны по па­ раметрам поляризации.

Если мощность сигнала Рс, то в результате несовпа­

дения параметров поляризации антенны и параметров поляризации сигнала на один выход двухкомпонентной антенны поступит только часть мощности сигнала, рав­ ная yiPc, а на другой, поляризационно-ортогональный выход — у2Рс.

Если две поляризационно-ортогональные компоненты электромагнитной волны несут различные сообщения и часть сигнала S2, попадающая в первый канал из-за

отклонения параметров поляризации сигнала от параме­ тров поляризации антенны, является помехой в этом

канале, то отношение c=y2.jyi характеризует степень раз­

вязки между поляризационно-ортогональными каналами. На рис. 6.3 приведены графики зависимости величины с от поляризационных расстроек Д<р=<рс—фА и Д0= 0О—0 а

Рис. 6.3.

для четырех значений угла эллиптичности антенны фд. При малых поляризационных расстройках можно поло­ жить, что с не зависит от знака Дф и Д0. Из рис. 6.3

видно, что при приближении формы поляризационной диаграммы сигнала и антенны к линии влияние поляри­ зационных расстроек на степень развязки увеличивается.

146

Для антенн круговой поляризации коэффициент с не зависит от Д0, так как изменение угла ориентации поля­

ризационной диаграммы антенны или сигнала приводит лишь к изменению фазовых соотношений между сигнала­ ми в ортогональных каналах.

Из (6.2.10) и (6.2.5) следует, что при приеме поляри­ зационного модулированного сигнала на двухкомпонент­ ную антенну сигналы e^t) и е (t) на ее выходах будут

в общем случае модулированы как по амплитуде, так и по фазе. В этом смысле поляризационную модуляцию можно характеризовать как амплитудно-фазовую моду­ ляцию ортогонально-поляризованных компонент единой электромагнитной волны.

Кроме того, из (6.2.10) видно, что если интенсивность

поляризованная модуляция является, по существу, моду­ ляцией относительных фаз и амплитуд ортогональнополяризованных компонент электромагнитной волны.

Анализируя сигнал с одного выхода антенны эллипти­ ческой поляризации, мы в принципе можем выделить ту информацию, которая была заложена в этот сигнал при поляризационной модуляции волны. Однако такой анализ сопряжен с определенными трудностями. Кроме того, ни сигнал e^(t), ни е (t) в отдельности не позво­

большие я/4. Поэтому приемное устройство, позволяю­ щее однозначно определить информацию, представлен­ ную параметрами поляризации принимаемой волны, прин­ ципиально должно быть двухканальным и осуществлять совместную обработку сигналов e^(t) и е (t). Только

в простейших случаях узкополосной поляризационной модуляции можно ограничиться одноканальным прием­ ником, заранее смирившись с тем, что часть энергии сигнала будет безвозвратно потеряна.

При использовании двухканального приемника к его каналам, усиливающим и преобразующим сигналы, по­ лученные с выходов двухкомпонентной антенны, предъ­ являются следующие требования:

1)Каналы должны иметь идентичные амплитудные

ифазовые частотные характеристики в полосе прини­ маемого сигнала.

2)Каналы должны быть линейны.

Практически к этим требованиям можно приблизить­ ся путем соответствующей калибровки обоих каналов приемного устройства, а также применением для двух

каналов единой системы автоматической регулировки усиления (АРУ) и общего гетеродина для супергетеро­ динного приемника.

Таким образом, функциональная схема двухканаль­ ного приемника поляризационно-модулированных сигна­ лов должна иметь вид, изображенный на рис. 6.4. Верх­

ний (с индексом 1) и нижний (с индексом 2) каналы усиления и преобразования частоты сигналов ее (/) и е (t)

имеют коэффициенты передачи /Ci(co) и /Сг(©). Для иде­ ального приемника выполняется тождество

в полосе принимаемого сигнала. Реально же тождество (6.2.11) обеспечить невозможно. Отличия Ki(co) от К2(ю)

приведут к некоторому искажению информации на вы­ ходе приемного устройства. Эти искажения будут зави­ сеть как от степени различия между Ki и Кг, так и от

вида поляризационной модуляции и от принципа работы устройства выделения информации. Однако следует стре­ миться к выполнению условия (6.2.11). Поэтому при дальнейшем рассмотрении вопросов приема поляризаци-

148

онно-модулированных сигналов будем считать, что

Кг (<о) = Кг(т) = е h r t,

где сог — частота гетеродина. Тогда напряжения u^(t) и и (t) на выходах верхнего и нижнего каналов усиления и преобразования частоты сигналов е^(t) и е (t), посту­

пающих с выходов двухкомпонентной эллиптически-поля- ризованной антенны, будут описываться выражением (6.2.5), в которое вместо несущей частоты «з0 следует подставить промежуточную частоту ш = ш0— и>г. Такая

идеализация позволяет найти алгоритмы, по которым сле­ дует создавать устройства выделения информации из сигналов (t) и е (t) для различных видов ПМ сигналов.

Для каждого такого случая впоследствии можно будет оценить влияние несоблюдения тождества (6.2.11) на

степень искажения информации.

Рассмотрим наиболее простые способы обработки ПМ сигналов.

6.3.ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ ПМ ф

Пусть ПМф сигнал принимается на двухкомпонентную

= <рс, 0А = бс. Тогда, подставляя выражение для ПМфсиг­

нала (4.1.1) в (6.2.7), получаем следующие скалярные сигналы на выходах g и т) двухканального приемника:

(t) = COS [A<pS (О] COS шt , и (t ) = sin [A<pS (f)] COS eat.

(6.3.1)

Сигналы u%(t) и и (t) оказываются балансно модули­

рованными. Для раздельной демодуляции этих сигналов необходимо иметь опорное напряжение, синхронное и синфазное с несущей. Получение такого напряжения является не простой задачей. Совместная же обработка сигналов (0 и и (t) позволяет довольно просто осу­

ществить их демодуляцию. Действительно, перемножим эти сигналы. В результате получим

(t)u^(t) = 0,25 sin [2A<pS (*)][! -j- cos 2m(f)].

149