книги из ГПНТБ / Гусев, К. Г. Поляризационная модуляция

Низкочастотная фильтрация этого напряжения позво­ ляет выделить составляющую

При достаточно малой величине Д-ср можно положить sin:[2Дq)S(t)]~ 2Дср5(I).

Модулирующая функция, как это было обусловлено выше, по абсолютной величине не превосходит единицы: | S (t) | ^ 1. Следовательно, на

выходе фильтра низкой ча­ стоты получим напряжение, пропорциональное переда­ ваемому сообщению. Функ­ циональная схема демодуля­ тора ПМ сигнала, построен-

изображена на рис. 6.5, а на рис. 6.6 показана переда­

точная функция (характеристика) такого демодулятора. Из рис. 6.6 видно, что характеристика демодулятора

линейна только при небольшой глубине модуляции угла эллиптичности. Степень искажения сигнала S(t) в за­

висимости от величины девиации Дер угла эллиптичности можно оценить по коэффициенту /(^гармоник выходного

Ограничиваясь учетом только первых двух гармоник, для

150

Ёсли S(t) — не гармонический сигнал, а такой, что его

можно представить в виде некоторой суммы гармониче­ ских составляющих различных, в общем случае не крат­ ных частот, то в спектре функции (6.3.2) будут содер­ жаться не только основные компоненты сигнала S(t) и

их гармоники, но и комбинационные частоты. Поэтому при оценке степени искаже­ ния сложного сигнала следует учитывать не только гармони­ ки его спектра, но и ком-

бинационные гармоники, а также и изменение соотно­ шения между амплитудами основных спектральных со­ ставляющих. Практически искажения сигнала почти не заметны при Дер<25°.

Из приведенного анализа следует, что демодулятор ПМф сигнала, изображенный на рис. 6.5, хотя и прост в отношении его технической реализации, однако вносит большие искажения в принимаемое сообщение при боль­ шой девиации угла эллиптичности. Достоинством этого демодулятора является то, что различия в коэффициен­ тах передачи каналов 1 и 2 приемника (рис. 6.4) при­

водят лишь к изменению уровня сигнала на выходе де­ модулятора, т. е. коэффициенты передачи /Ci(co) и Дг(со) не обязательно должны быть равны по величине.

В том случае, когда перемножитель в схеме демоду­ лятора по каким-либо соображениям использовать не­ желательно, можно вместо схемы рис. 6.5 использовать схему демодулятора, изображенную на рис. 6.8. Эта

схема состоит из двух квадратичных детекторов (Дь Дг) и вычитающего устройства (2_). На выходе квадратич­ ных детекторов имеем следующие напряжения:

151

Если коэффициенты передачи детекторов сделать оди­ наковыми, то напряжение на выходе демодулятора будет равно Кд cos[2A.tpS(7)]. Эта функция не может быть при­ нята за сигнал S(i), так как косинус является четной

функцией. Поэтому в данном случае необходимо так перестроить параметры поляризации приемной антенны, чтобы сигналы u^t) и иг(1) имели огибающие

cos{A<pS(Y)—я/4] и sin[AcpS(7)—п/4]. Этого можно до­ стичь, если угол эллиптичности модулированной электро­ магнитной волны будет отличаться на я/4 от угла эл­ липтичности антенны.

Сигнал § c{t) = e_,/[9o+At?S(^ 1eieoe,a’°; преобразуется та­

кой антенной к виду

#uP (t) = е—г-,£4ч‘’ь'<0—,г/41е,ъ°*,

ина двух выходах приемника получим сигналы

ие (t) = cos [Д<р5 (Д — г./4} cos at,

Постоянную составляющую По = 0,5 (7Ca — /Са) молено ли­

бо отфильтровать, либо свести к нулю выравниванием коэффициентов передачи детекторов и коэффициентов усиления каналов приемника. Передаточная функция рассматриваемого демодулятора такая же, как и у демо­ дулятора, выполненного по схеме рис. 6.5. Отличитель­ ной особенностью его является то, что он не чувствите­ лен ни к фазовым сдвигам сигналов u^t) и и (t) в двух

каналах приемника, ни к различию коэффициентов уси­ ления этих каналов, чего нельзя сказать о демодуляторе первого типа. Однако нелинейные искажения и в данном случае остаются весьма большими при Дф>25°.

152

Гораздо лучшие результаты можно получить-; если в схеме демодулятора, изображенной на рис. 6.8, вместо

квадратичных детекторов использовать линейные. Как и в случае демодулятора с квадратичными детекторами, входные сигналы должны определяться соотношением (6.3.6). Тогда на выходе вычитающего устройства полу­ чим напряжение

рис. 6.9. Эти характеристики почти линейны в пределах изменения Дф от —л/4 до л/4. Однако такой демодулятор критичен к изменению ко­

фициентов усиления кана­ лов приемника, то практически можно положить Л'а= /С а .

К фазовым сдвигам в каналах схема не чувствительна. Поэтому схему демодулятора ПМ9 сигнала с линейными

детекторами можно рекомендовать к применению при Лф<я/4.

Коэффициент нелинейных искажений сигнала на вы­ ходе демодулятора с линейными детекторами при моду­ ляции угла эллиптичности гармоническим колебанием

153

вые две гармоники спектра, получим следующее выра­ жение для коэффициента гармоник выходного сигнала:

Сравнивая (6.3.10) с (6.3.4), видим, что в случае ли­ нейного балансного детектора ПМф сигнала амплитуды гармоник спектра колебания и (t) равны бесселевым

функциям от аргумента, равного девиации угла эллип­ тичности. Для приближенной оценки К. можно восполь­

зоваться графиком рис. 6.7, увеличив на нем мас­ штаб горизонтальной оси в два раза. Однако пра­ вильная оценка коэффи­ циента нелинейных иска­ жений по графику рис. 6.7 возможна лишь при Дф< <л/4, так как при боль­ ших значениях Дер стано­ вится несправедливым вы­ ражение (6.3.9). Если же и Кд = Kdi, то коэффи­

нала являются некогерентными. Однако можно осуще­ ствить и когерентную обработку ПМф сигнала. Как из­

вестно, когерентные методы обработки повышают поме-, хоустойчивость приема. Применительно к ПМфсигналам когерентная обработка позволяет осуществлять прием ПМф сигналов при девиации Дср>я/4 с небольшими иска­

жениями принимаемой информации. Одна из возможных схем когерентной обработки ПМф сигнала представлена на рис. 6.10. Когерентное с несущей частотой напряже­ ние выделяется одним из известных способов из сигна­

согласно (6.3.1) этот сигнал содержит достаточно боль­ шую составляющую несущей частоты даже при больших значениях девиации угла эллиптичности. Сигнал, подле­ жащий когерентной обработке, получаем путем сумми-

154

рования (в противофазе сигналов u^(t) и и (t). В ре­

зультате такого суммарования получаем фазомодулированное колебание, если только коэффициенты передачи обоих каналов, приемника одинаковы. Действительно, в

Дальнейшая обработка сигнала (6.3.11) осуществля­ ется обычным фазовым детектором. При амплитуде ко­ герентного опорного напряжения, равной амплитуде сиг­ нала (6.3.11), выходное напряжение фазового детектора будет определяться выражением

Сравнивая (6.3.12) с (6.3.7) и (6.3.8), видим, что за­ метные искажения принимаемой информации S(t) из-за

нелинейности демодулятора в случае когерентной обра­ ботки по схеме рис. 6.10 будут наступать при девиации

Д<р, в два раза большей, чем для схемы с линейными

и(t) (рис. 6.5). Однако схема когерентной обработки,

изображенная на рис. 6.10, критична к относительному

изменению как амплитудных, так и фазовых характери­ стик каналов приемника.

6.4.ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ ПМв

Сигнал, полученный путем модуляции сообщением S(t) угла ориентации поляризационной диаграммы вол­

ны, определяется выражением (4.3.1). При приеме этого сигнала на двухкомпонентную антенну с базисом (6.2.6) напряжения и£ (t) и (t) на двух выходах приемного

устройства, изображенного на рис. 6.4, будут равны

155

Рассмотрим Сначала некоторые частные случай.

1. М одуляция угла ориентации плоскости поляризации линейно-поляризованной волны. В этом случае фо=0 и выражения (6.4.1) примут следующий вид:

t . e. представляют собой балансно модулированные ко­

лебания. Эти напряжения выбором величины 0д всегда можно привести к виду (6.3.1) или (6.3.6). Дальнейшая обработка этих сигналов может осуществляться одной из

сдвиг не обязателен, если осуществляется раздельное детектирование этих сигналов. Если, например, обработ­ ка сигнала осуществляется по схеме с линейными детек­ торами (рис. 6.8), то общая схема двухканального при-

156

ёмника сигнала с модуляцией угла ориентации плоскости поляризации линейно-поляризованной волны будет иметь вид, показанный на рис. 6.11.

Суммирование и вычитание сигналов (6.4.2) можно осуществить не только на промежуточной, но и на вы­ сокой частоте. Этим удается свести к минимуму влияние

Рис. 6.1 1.

несоблюдения равенства коэффициентов усиления и фа­ зовых сдвигов в каналах приемного устройства.

2. Фазовая модуляция кругополяризованной волны. В этом случае сро=я/4. Принимаемый сигнал имеет вид

(fj _ g—i/”/4 е/>о'+<!о+4в5(0]

Такой сигнал можно принимать на однокомпонентную кругополяризованную антенну, и приемник может быть обычным приемником фазомодулированных сигналов.

3. Модуляция угла ориентации эллиптически поляри­ зованной волны. В этом случае фоэ^О, фот^я/4.

Прием сигнала целесообразно осуществлять на круго-

-> ->

поляризованную антенну, базис 5, т) который имеет вид

да для сигналов на выходах двухканального приемника получим следующие выражения:

дулированные колебания в общем случае неодинаковой амплитуды, причем, если фаза первого из этих сигналов

157

увеличивается, то одновременно фаза второго сигнала уменьшается на такую же величину.

Сигналы (6.4.6) можно подвергнуть обработке по спо­ собу перемножения и последующей фильтрации по низ­ кой частоте. На выходе такого демодулятора получим напряжение

Этот способ обработки аналогичен способу обработки п м 9 сигнала по схеме рис. 6.5. Сравнивая (6.4.7) с вы­

ражением (6.3.2), описывающим выходное напряжение

Рис. 6.12.

приемника ПМ^ сигнала, видим, что отличие этих соот­ ношений состоит только в зависимости напряжения u6(t)

от угла эллиптичности фо модулированной волны. При

зана с большими нелинейными искажениями сообще­ ния S(t).

Рассмотрим другой способ обработки сигналов (6.4.6) — с использованием в качестве демодулятора фа­ зового детектора. Подадим на сигнальный вход баланс­

158

Амплитуда выходного напряжения детектора определя­ ется следующим выражением:

зависящий от сопротивления нагрузки и прямого сопро­ тивления диодов.

Зависимость амплитуды выходного напряжения от девиации Л0 угла ориентации поляризационного эллипса

при различных значениях угла эллиптичности 1фо и при uimf = 1, т = 1, т. е. характеристика балансного детек­

тора ПМв сигнала, изображена на рис. 6.13.

Из рисунка видно, что только при ф0=0 характери­ стика детектора приближается к линейной. Уравнение этой характеристики можно получить, подставив т =1

и ф0= 0 в выражение (6.4.9):

V = ^ 2 i\mKd[ | sin (Д6 + и/4) | - | cos (Д0 + it/4) I]•

(6.4.10)

159