5.5. Предельные режимы (параметры) по постоянному току транзистора

При работе транзистора постоянные токи и напряжения огра­ничиваются предельными режимами, превышение которых приводит к быстрому выходу транзисторов из строя. В паспортных данных ука­зываются так называемые допустимые значения, которые определя­ются с запасом по отношению к предельным режимам и гарантируют надежную работу транзистора вплоть до допустимых значений. Ос­новными ограничениями, требующими специального учета, являются:

U_к.б.доп,U_к.э.доп - максимально допустимые напряжения на коллекторе в схемах ОБ и ОЭ, ограничиваются пробо­ем коллекторного перехода;

P_доп - допустимая мощность рассеяния (P_рас = I_KU_K), при которой температура коллекторного перехода не превышает допустимой;

I_к.доп - максимальный допустимый ток коллектора, ограничиваю­щийся площадью перехода S_пер и допустимой плотностью тока j:

Iк.доп= S_пер j

Для кремниевых переходов j1А/мм. Для германиевых пере­ходов j0,5А/мм. Кроме того, I_к.доп ограничивается допусти­мой мощностью рассеяния при заданном напряжении на коллекторе (U_КБ или U_КЭ).

5.6. Малосигнальные параметры и эквивалентные схемы транзистора

Часто транзистор используется в таком режиме, когда токи и напряжения быстро изменяются на малую величину (I, U) около значительно большего постоянного значения (I, U).При этом в активном режиме большое значение имеет реакция тран­зистора на эти малые приращения I, U. В большинстве слу­чаев выполняется соотношение

I « I , U « U .

Такой режим называют малосигнальным (или режимом малого сигнала). С другой стороны, статические характеристики в общем нелинейны и для постоянного тока транзистор является сущест­венно нелинейным элементом. Однако в некоторой части характерис­тики могут быть представлены отрезками прямых. Это означает, что для не очень малых приращений (изменений) токов I и напряжений U транзистор можно считать линейным элементом, свойства ко­торого описываются малосигнальными параметрами. Для малых при­ращений транзисторы могут быть представлены линейными эквива­лентными схемами, которые широко используются для анализа и расчета схем на транзисторах. При дальнейшем рассмотрении тран­зисторов и транзисторных схем следует всегда различать свойства транзистора по отношению к малым приращениям I, U (малым сигналам) и свойства транзистора по отношению к постоянному току I и напряжению U. Эти свойства существенно отличаются. По­этому малосигнальные параметры нельзя применять для анализа и расчета режима по постоянному току, и наоборот. На практике используются две разновидности малосигнальных параметров:

1. Внутренние параметры транзистора, учитывающие физичес­кие процессы в транзисторе.

2. Четырехполюсниковые параметры транзистора, учитывающие лишь внешние свойства транзистора, проявляющиеся во взаимодейст­вии с другими элементами.

Обе эти разновидности имеют свои преимущества и недостатки, ни одна из них не обладает решающими преимуществами, обеспечива­ющими монопольное применение. Практически обе разновидности рав­ноправны и обе используются как в практических расчетах, так и в учебной литературе. Поэтому необходимо знать обе системы па­раметров.

Внутренние параметры. Достаточно полно физические процессы активного режима в транзисторе для приращений отражают следующие параметры:

1. r_Э - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, смещенного в прямом направлении. Как и дифференциальное сопротивление диода, r_Э может быть определено из входных ха­рактеристик по приращениям (приближенно):

,

а также из теоретической вольт - амперной характеристики для эмиттерного перехода (также как R_g в главе 4):

(5.15)

Пусть I_К ≈ I_Э = 5мА, φ_т = 25мВ. Из (5.15): r_Э = 5Ом.

На практике, как правило, r_Э находится из (5.15).

2. _g - дифференциальный коэффициент передачи тока:

(5.16)

Пример 5.3. Вычислить α_н, α_q в точке A выходных характеристиках ОБ (рис.5.5,а) с координатами I_КА = 11,8мА, I_ЭА = 12мА, U_КБА = 4В.

Решение: .

ΔI_Э = (12 – 8)мА = 4мА, ΔI_КА = 3,9мА,

α_q = 3,9/4,0 = 0,97. α_q ≈ α_н.

Коэффициент _g отражает процесс диффузии инжектированных ды­рок и управление коллекторным током. В общем случае коэффициент _д, из (5.16) отличается от коэффициента  из (5.2), кото­рый может быть назван интегральным коэффициентом передачи тока (_н). Однако это различие в большинстве случаев не существен­но, поэтому в дальнейшем различие между ними не будет учитывать­ся, т.е. принимается _д _н.

3. r_К - дифференциальное сопротивление коллекторного перехода:

,

отражающее наклон выходных характеристик в схеме ОБ в связи с модуляцией толщины базы и выведенное ранее, при рассмотрении ста­тических (выходных) характеристик в схеме ОБ, там же найдено r_К = 100кОм.

Величина r_K находится в пределах от 100 кОм и более.

4. r_Б - объемное сопротивление базы. Это обычное (оми­ческое) сопротивление базового слоя протеканию тока базы к ба­зовому выводу. Оно зависит от размеров и удельного сопротивле­ния базовой области и находится в пределах 50 - 200 Ом (ток базы протекает вдоль тонкого слоя базы).

5. _ЭК - коэффициент внутренней обратной связи по напря­жению отражающей влияние коллекторного напряжения в связи с модуляцией толщины базы:

Коэффициент _ЭК мал: равен от 210^-4 и менее. Знак минус оз­начает, что увеличение U_КБ (по модулю) уменьшает U_ЭБ. Ввиду малости _ЭК может не учитываться.

6. С_К0 - барьерная емкость коллекторного перехода, приво­дится в справочниках для указанного там же напряжения U_К0. Для другого напряжения U_К ёмкость C_К(U_К) вычисляется по формуле ,

где n = 2 для ступенчатого перехода, n = 3 для плавного перехода.

а б

Рис. 5.7

Т - образная эквивалентная схема с внутренними параметра­ми для схемы ОБ приведена на рис.5.7,а. Эта схема отражает фи­зические процессы в транзисторе для малых приращений в активном режиме и дает правильное соотношение при расчетах. Однако эта эквивалентная схема совершенно непригодна для анализа режима по постоянному току. Вместо приращений на эквивалентных схемах принято приводить переменные составляющие малой величины U и i. Иногда вместо _ЭК U₂ вводят добавочное сопротивление в цепь базы r_б^”, называемое диффузионным сопротивлением базы, такой величины, чтобы на r_б^” выделялась часть напряжения U₂ ,равная _ЭК U₂ . Однако при этом необходимо уменьшать величину r_Э чтобы не изменилось входное транзистора. Ввиду малости _ЭК, а также для максимального упрощения эк­вивалентной схемы и расчетов по ней (что, на наш взгляд, являет­ся более важным фактором) в дальнейшем ни генератор _ЭК U₂, ни r_б^” в эквивалентные схемы вводиться не будут.

На рис.5.7,б приведена Т-образная эквивалентная схема для схемы ОЭ. Элементы схемы те же, что и на рис.5.7,а. Генератор обратной связи уже не включен в схему. В связи с тем, что вход­ным током является i_Б, генератор тока в выходной цепи  i_Э заменен на равноценный ему генератор тока  i_Б.

Сопротивления r_к^* ,r_к связаны соотношением (5.13), а емкости C^*_К, C_К – соотношением

(5.17)

К недостаткам Т-образной эквивалентной схемы относят не­возможность непосредственного измерения внутренних параметров (точка Б’ находится внутри базовой области). Однако, как пока­зано ниже, определение внутренних параметров не вызывает за­труднений.

а б

Рис. 5.8

Упрощенные эквивалентные _схемы. В большинстве практических схем сопротивления r_к^* ,r_к могут не учитываться. Кроме того, при работе транзисторов на низких частотах могут не учитываться и емкости коллекторного перехода C^*_К, C_К. Упрощенные эквивалент­ные схемы приведены на рис.5.8.