СКОРОСТНОЙ ЭФФЕКТ В ВИХРЕТОКОВОМ КОНТРОЛЕ

Предлагается обзор скоростного эффекта в вихретоковом методе нашедшего широкое применение для контроля качества продукции и измерения различных геометрических и электрофизических параметров объектов в процессе их движения относительно ВТП.

Поскольку скорости движения контролируемых объектов могут быть велики (до 1000 м/с), возникающие в них от скоростного эффекта дополнительные вихревые токи оказывают существенное влияние на сигналы ВТП. Определение влияния скорости движения объекта на сигналы ВТП необходимо не только для разработки эффективных методов отстройки от скоростного эффекта, но и для создания бесконтактных средств измерения линейных скоростей движения. Обычно ВТП выполняют так, чтобы сигналы измерительных катушек в статике были равны нулю.

Теоретические исследования скоростного эффекта выполняются на основе решения уравнений электродинамики для векторного потенциала Å движущейся линейной изотропной среды при монохроматическом воз-

буждении поля. 2 A + k 2 A + μaσυ×

×rotA = −μa jст,(1)

где υ - вектор линейной скорости движения объекта.

При контроле круглыми проходными ВТП движущихся цилиндрических объектов (проводов, труб прутков и др.) представляет практический интерес анализ вносимых параметров проходных наружных преобразователей

(ПНП).

Ниже приведено выражение для вносимой ЭДС:

. .

Eвн

μλ J (λ R)J (qR)−qJ (λ R)J (qR)

×−∞∫μrr λ K00 (λ R)J11 (qR)+ qK11 (λ R)J00 (qR) ×

×K12 ( λ a)e− jλz dλ,(2)∞ = − jμ0 I a2ω×

рода n-го порядка; а – радиус возбуждающей и измерительной катушек; R – радиус объек-

та; z – расстояние между плоскостями возбуждающей и измерительной катушек; υz - скорость движения контролируемого объекта вдоль оси z; λ – переменная интегрирования.

На рис. 1 и 2. приведен примеры численного анализа, проведенного при следую-

ηυ =υz aμ0σ = 0 −. 105 ;

ν z =υz / aω =ηυ / β02 = 0 −105 .

.

Рис.1. Годограф U вн* ( ην , β0 ) – относи-

тельного вносимого напряжения ПНП при движении неферромагнитного цилиндриче-

ского объекта: R* = 0.6 , z* =0.6.

Общим в характере годографов, соответствующих неферромагнитному материалу контролируемого объекта, является то, что

при ηυ → ∞ точка динамического годографа асимптотически стремится к положению, со-

направления движения влияет на годограф. В

области малых β0 ( β0 ≤ 2) независимо от

значения R* и z* рост υ при движении объек-

та контроля (ОК) от измерительного витка к возбуждающему ведет к уменьшению действительной и увеличению мнимой составляющих.

При больших значениях ην характер ис-

кажения годографа за счет движения ОК от возбуждающего витка к измерительному соответствует искажению годографа при движении ОК от измерительного витка к возбуж-

дающему. При ην ≥ 300 кривые, соответст-

вующие двум возможным направлениям скорости, становятся практически неразличимы.

Малым значениям параметра ην при

движении ОК от измерительного витка к возбуждающему соответствует большее отличие от статического годографа, чем при обратном направлении вектора скорости. При положительном знаке скорости кривая в области ма-

лых ην выходит за статический годограф. При отрицательном знаке скорости во всем диапазоне значений ην динамическая кривая не

выходит за область, ограниченную статическим годографом и осью координат.

С увеличением β0 влияние скоростного эффекта ослабевает, и при β0 >10 он становится незначительным. Рост параметра R* несколько увеличивает по абсолютному

значению влияние скорости движения на вносимые параметры, по относительному значе-

нию эта зависимость от параметра R* несу-

щественна.

Знак скорости влияет не только при относительно небольших скоростях (ηυ ≤100 ), но

и при малых β0 ( β0 ≤ 2 ). Это проявляется в

том, что влияние скоростного эффекта, соответствующего скорости отрицательного знака, превышает влияние скоростного эффекта для той же скорости положительного знака.

Скоростной эффект для ферромагнитного материала качественно проявляется так же, как и для изделий из неферромагнитного ма-

териала. Рост μr несколько уменьшает его. Зависимость скоростного эффекта в ПНП от z* неоднозначна. При отрицательном знаке

скорости с ростом μr он увеличивается. При положительном знаке сворости и β0 ≤ 2 скоростной эффект возрастает для ην <15 и

случае ведет к уменьшению влияния ην на

.

U вн* .

а) б)

.

Рис.2. Годографы U вн* ( ην , β0 ) – отно-

сительного вносимого напряжения ПНП при движении ферромагнитного цилиндрического

объекта: а) μr =10, R* = 0.6 , z* =0; б) μr =10, R* = 0.6 , z* =0.6.

ЛИТЕРАТУРА:

1.Герасимов В.Г., Клюев В.В., Шатерников В.Е. Методы и приборы электромагнитного контроля промышленных изделий. М.: Энергоатомиздат, 1983. – 272 с.

2.Герасимов В.Г. Электромагнитный контроль однослойных и многослойных изделий.

М.:Энергия, 1972г. – 160с.

177

При исследовании многих технологических и природных процессов, большой объем полезной информации может быть получен путем регистрации собственного или рассеянного оптического излучения объекта. Применение фотографии в подобных исследованиях существенно расширяет возможности последующего аналитического описания процессов. Необходимость записи нескольких последовательных кадров возникает при исследованиях распространения искровых и грозовых разрядов, динамики ударных волн в различных средах, нестационарных процессов горения [1-5]. При этом от камеры требуется хорошая чувствительность, высокие быстродействие и пространственное разрешение. Многими этими качествами обладают серийные цифровые фото- и видеокамеры. Их использование позволяет создавать системы измерения температуры, скорости процессов [6,7]. Современной элементной базой для построения оптикоэлектронных регистрирующих систем являются КМОП фотодиодные матрицы [8- 12].

Фотокамера выполнена на микросхеме однокристальной цифровой камеры KAC-9630 [12]. Микросхема, кроме фоточувствительных ячеек с декодерами выборок, камера имеет управляемый усилитель видеосигнала, встроенный 8-ми разрядный АЦП, блок регистров конфигурации и управления, последовательный интерфейс, совместимый с протоколом I2C. Схема синхронизации камеры обеспечивает совместную работу узлов микросхемы и формирование выходного цифрового видеосигнала. Банк регистров позволяет задавать время интегрирования оптического сигнала, время

паузы между кадрами, изменять коэффициент предварительного усиления аналогового видео сигнала, управление питанием и состоянием выходов, форматом выходных цифровых данных.

Наибольшую скорость кадров и стабильные параметры обеспечиваются при параллельном формате выходных данных. При этом с БИС камеры идет непрерывный поток данных, объемом от 8 до 10 Мбайт/с с перерывами на время интегрирования и межкадровую паузу.

Поскольку основное назначение камеры – съемка быстропротекающих кратковременных процессов длительностью до нескольких сотен микросекунд, оптимальным будет использование промежуточного буфера для хранения кадров в течение съемки и их передачи на персональный компьютер после окончания.

Прибор состоит из трех основных блоков: сигнального блока, блока управления и интерфейсного блока (см. рисунок). Блок управления содержит управляющего контроллера ATmega8 [13], логику синхронизации, буфер данных.

Буфер выполнен на двух микросхемах статической асинхронной памяти AS7C4096, имеющих организацию 8х512К. Общий объем буфера таким образом составляет 1 Мбайт. Младшие 12 бит буферной памяти адресуется реверсивным счетчиком, старшие 8 бит микроконтроллером. Для упрощения схемы, программного обеспечения и увеличения скорости работы буфер имеет организацию LIFO (Last In First Out).

Дополнительная синхронизация и управление чтением/записью осуществляется при помощи логической схемы, реализованной на элементах стандартной логики.

Блок USB интерфейса выполнен на основе микросхемы FT245BM фирмы Future Technology Devices Intl Ltd, обеспечивающей преобразование USB протокола в обычный параллельный при скорости до 1 Мбайт/с по типовой схеме включения [14]. Управление передачей данных и формирование требуемых уровней обеспечивается контроллером.

Работа устройства в целом происходит по следующему принципу. При включении контроллер блока управления проводит инициализацию однокристальной камеры и ее запуск в режиме непрерывной видеосъемки. Далее выставляет начальный адрес на своих линиях, сигналы разрешения работы счетчиков и разрешения записи в память. При этом видеоданные непрерывно записываются в буфер по принципу «кольца» иногда называемого «кольцом времени» или «машиной времени». Такой режим позволяет производить запись процессов как после синхронизирующего события, так и до него. При поступлении внешнего сигнала проверяется обновление параметров видеосъемки, записывается требуемое количество кадров, после чего необходимое количество кадров передается по USB шине на компьютер для последующей обработки.

Видеоданные сохраняются в файлах формата BMP (Bit Map Picture) без сжатия.

Файл содержит картинку из последовательности принятых кадров. Непосредственно за данными следует содержимое структуры, содержащей настройки камеры в момент съемки, и не влияющее на отображение информации программами просмотра изображений.

Программное обеспечение позволяет полностью контролировать работу камеры, имеется возможность для организации практически любого режима съемки. Цифровая фотокамера может быть использована при исследовании быстропротекающих нестационарных процессов, детекторов движения, систем технического зрения.

Прибор обладает следующими основными параметрами:

• скорость записи до 580 кадров в секунду;

•размер кадра 128х101 точек;

•регулируемое время интегрирования оптического сигнала 10 мкс – 20 мс;

•встроенный буфер на 81 кадр;

•синхронизация по событию.

ЛИТЕРАТУРА:

1.Темников А.Г., Орлов А.В., Болотов В.Н., Ткач Ю.В. Исследование характеристик искрового разряда между искусственным облаком заряженного водного аэрозоля и землей. // Журнал технической физики, 2005, том

75, вып. 7.

2.Данченко Е.Г., Репин П.Б., Репьев А.Г.

Исследование структуры сечения начальной фазы наносекундного пробоя изоляционных промежутков. // Журнал технической физики, 2005, том 75, вып. 7.

3.Перминов А.В., Тренькин А.А. Микро-

структура токовых каналов наносекундного искрового разряда в воздухе атмосферного давления в однородном и резко неоднородном электрических полях. // Журнал технической физики, 2005, том 75, вып. 9.

4.Белоусов П.П., Белоусов П.Я., Дубни-

щев Ю.Н. Оптическая диагностика динамиче-

Анализ различных процессов в электрических цепях тесным образом связан с контролем и измерением углов сдвига фаз (УСФ) между электрическими сигналами.

В[2,3,4,5]рассмотрены способы определения УСФ между двумя сигналами на основе измерения их массивов мгновенных значений (ММЗ). Они имеют достаточную точность при вычислениях УСФ между двумя синусоидальными сигналами. Однако, при использовании данных методов для определения УСФ между двумя несинусоидальными сигналами их точность вычислений недостаточна.

Вданной работе рассматриваются особенности определения УСФ между двумя несинусоидальными сигналами на основе использования теоремы Телледжена.

Теорема квазимощности (ТК) была сформулирована профессором Б. Д. Х. Телледженом в 1952-1953 г.г. и неоднократно использовалась рядом авторов при решении разнообразных задач анализа установившихся процессов в линейных и нелинейных электрических цепях[1].

ТК рассматривает токи и напряжения, которые не обязательно существуют в цепи по крайне мере в одно и тоже время, и соответствуют уравнению:

зимощности, определяя их по формулам: при известных массивах мгновенных значений (ММЗ) сигналов a( t j ) и b( t j ) :

В (2),(3),(4) и (5):

T - период сигнала, представленного

Введенные обозначения P& и Q& указыва-

ют на отличие квазимощностей от традиционных для классической электротехники мощностей P и Q . В общем случае величи-

ны P& и Q& являются безразмерными.

В [2,3,4] понятия активной и реактивной квазимощностей были использованы для вычисления фазового сдвига между токами и напряжениями в однофазной цепи.

Рассматривая P&a ,b и Q&a ,b как вектора, мож-

но найти угол между ними по очевидной формуле:

tg φa,b = Q&&a ,b , (6)

P

a ,b

В случае использования формулы (6) для расчетов УСФ в однофазных и трехфазных цепях, необходимо учитывать следующие правила приведения[6]:

Однако, при решении разнообразных задач определения УСФ выявилась недостаточная точность их определения при двух несинусоидальных сигналах, тогда как погрешность при вычислении УСФ между несинусоидальным и синусоидальным сигналами как правило является достаточно малой.

Поэтому предлагается определять интересующий нас сдвиг фаз между двумя несинусоидальными сигналами (рис.1.) по сдвигу фаз между каждым несинусоидальным сигналом и опорным сигналом sоп( t ) синусоидаль-

ной формы, который предлагается «располагать» между сигналами a( t ) и b( t ) . Поэтому

Рисунок 1

При этом фактически реализуется вычисление УСФ между первыми гармониками сигналов.

Таким образом, процедура определения сдвига фаз между двумя несинусоидальными сигналами становится четырехэтапной:

1)Определяются моменты перехода сигналов 1 и 2 через ось абсцисс - ωt1 и ωt2 .

2)Выбирается начальная фаза опорного сигнала:

3)Определяются фазовые сдвиги первого φс1 / Sоп и второго φс2 / Sоп сигналов относительно опорного.

4)По соотношению (7) находится искомый фазовый сдвиг между несинусоидальными сигналами.

Проверка работоспособности предлагаемой процедуры определения фазовых сдвигов между двумя несинусоидальными сигналами проводилась на основе трех пар тестовых сигналов (9),(10) и (11)

При известных аналитических описаниях тестовых сигналов легко определяются «точные» значения УСФ между первыми гармониками ( см. табл.1.).

В табл. 1 также представлены результаты расчетов УСФ по соотношению (6) и погрешности, рассчитываемые по (13)

Втабл. 2 представлены результаты расчетов УСФ по соотношению (7) и погрешности, рассчитываемые по (13).

Из таблиц видно, что точность вычислений УСФ между двумя несинусоидальными сигналами по (7) значительно выше, чем при их вычислении по соотношению(6).

Вданной работы был описан способ повышения точности процедур определения УСФ между двумя несинусоидальными сигна-

Таблица 1

лами. Использование опорного сигнала при этом не увеличивает существенно время определения фазового сдвига между сигналами.

Главными достоинствами нового способа расчета УСФ является высокая точность, слабая зависимость от формы сигнала, легкая реализация. Время определения УСФ составляет один период исследуемых сигналов. Число отсчетов на периоде должно быть не менее 24.

В настоящее время среди разработанных технологий проецирования цветного изображения на внешний экран можно выделить четыре основные, получившие наиболее широкое применение в коммерческих продуктах ведущих производителей и различающиеся в первую очередь типом элемента, используемого для формирования изображения:

•CRT – Cathode Ray Tube;

•LCD – Liquid Crystal Display;

•DLP – Digital Light Processing;

•D-ILA – Direct Drive Image Light Ampli-

fier.

Вкаждом случае свойства формирователя определяют основные достоинства и недостатки технологии, а, следовательно, и область применения созданных на ее основе проекционных аппаратов.

Для начала рассмотрим эти уже существующие технологии. В любой из них для создания цветного изображения формируются три монохромных канала: красный, зеленый и синий. При воспроизведении этих каналов на одном и том же экране человеческий глаз видит цветное изображение. И совершенно не важно, одновременно проецируются эти каналы на экран, или же очень быстро сменяют друг друга – глаз обладает «инертностью» и не «замечает» быстрой смены картинок.

ВCRT-проекторах [1] базовым элементом служит, как и в телевизоре, электроннолучевая трубка (ЭЛТ, CRT). В проекторе устанавливаются три ЭЛТ, каждая из которых отвечает за свой цветовой канал. На экране самой ЭЛТ возникает светящееся изображение, которое проецируется с помощью линзы на внешний экран. Это самый старый тип проекторов. Достоинства: высокое качество изображения, отсутствие определенного экранного разрешения. Недостатки: большие размеры, стоимость, низкая яркость изображения, сложность в эксплуатации. Сейчас используются редко.

LCD-проекторы [1, 2]. Наиболее распространенный тип мультимедийных проекторов. Свет от мощной лампы в них проходит через коллиматор. При этом формируется равномерный световой поток. Он с помощью дихроических зеркал разделяется на три монохромных потока, каждый из которых проходит

через жидкокристаллическую (LCD) матрицу, формирующую изображение. После этого световые потоки с помощью призматического цветосмесительного блока и объектива попадают на внешний экран. Матрицы при этом работают на просвет. Достоинства: относительно низкая стоимость, высокая яркость изображения, малые размеры устройства. Недостатки: сильный нагрев ЖК матриц, невысокая контрастность изображения.

Рис. 1. Поворотные зеркала DMD

В DLP-проекторах [1, 2] основным эле-

ментом является DMD (Digital Micromirror Device) [6] микросхема. Это разработка фирмы Texas Instruments. На поверхности кристалла размещена матрица зеркал на микроактюаторах. Микроактюаторы могут наклонять зеркало либо в одну, либо в другую сторону (Рис. 1). DMD по сути представляет собой полупроводниковую микросхему статической оперативной памяти (SRAM). Устройство проектора следующее: с помощью коллиматора формируется равномерный световой поток, проходящий через вращающийся диск со светофильтрами (три или четыре штуки). Таким образом получаются быстро сменяющие друг друга монохромные световые потоки. Попадая на DMD, лучи света отражаются либо в сторону внешнего экрана, либо в сторону светопоглотителя, в зависимости от положения зеркал. Для передачи полутонов используют метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ) движения зеркал. Достоинства: малые размеры, низкая стоимость, высокие показатели яркости и контрастности, не требуют столь сложной как у LCD системы охлажде-

ния. Недостаток: сложная система ШИМ для DMD матрицы. Существуют также схемы с двумя и тремя DMD, но они стоят дорого и очень редко встречаются.

Рис. 2. Устройство оптической системы лазерного проектора

Последняя технология, D-ILA, [1] появилась совсем недавно. В ней применяются ЖК матрицы D-ILA, работающие не на просвет, а на отражение. При этом схема управления матрицей размещается в ее подложке. Эти устройства гораздо лучше выдерживают нагревание и поглощают меньше света, чем LCD, что позволяет создавать проекторы большой мощности.

Предлагаемая мной конструкция принципиально отличается от всех предыдущих. Вместо мощной лампы предлагаю использовать полупроводниковые лазеры, которые обладают очень высокой яркостью при низком энергопотреблении и малых размерах [3, 4]. Это позволит сделать проектор миниатюрным, а его энергопотребление будет на одиндва порядка меньше, чем у остальных типов аналогичных устройств.

Принцип действия.

Необходимо сделать развертку лазерных лучей, чтобы они «пробегали» по экрану. При этом они должны иметь различную интенсивность в разных точках экрана для формирования изображения. В данной конструкции предлагается сделать развертку только по вертикали, при этом тонкий лазерный луч преобразовать в горизонтальную линию, пробегающую по экрану сверху вниз. Для формирования строки изображения необходимо применять одно из упоминавшихся выше устройств. Я предлагаю использовать DMD.

Конструкция.

Три полупроводниковых лазера синего, красного и зеленого цветов устанавливаются под небольшим углом друг к другу (Рис. 2) Свет от них проходит через призму, после чего все три луча сливаются в один – белый, за счет того, что для различных длин волн показатель преломления стекла призмы раз-

личен. Данный подход позволяет уменьшить количество оптических элементов и обойтись простой системой развертки с однимединственным зеркалом. Лучи, пройдя через призму и отразившись от зеркала, имеющего форму правильного многоугольника и вращаемого шаговым электродвигателем, пройдут через специальную линзу, рассеивающую свет только в горизонтальной плоскости. В результате получится луч света, имеющий форму узкой расходящейся линии, который будет сканировать сверху вниз. Для получения цветного изображения нужно поочередно включать и выключать все три лазера. Тогда и цвет линии тоже будет меняться. Затем, пока вращающееся зеркало на мгновение застывает в одном из положений, луч отражается от DMD (устройства, о котором речь уже шла выше), и положение зеркал на DMD формирует одну строку изображения на экране для каждого из быстро сменяющих друг друга монохроматических лучей.

Для управления проектором будет использоваться микроконтроллер. Необходимо будет синхронизировать работу шагового мотора, DMD и полупроводниковых лазеров. Предполагается, что за счет применения лазеров проектор будет обладать очень хорошими показателями яркости и четкости изображения, а за счет DMD – и высокой его контрастностью. Потребление малого количества электроэнергии позволит ему работать даже от аккумуляторов. Отсутствие ламп и систем охлаждения, а также малое количество оптических элементов позволит в перспективе сделать устройство размером с фотоаппарат. Из-за быстрого движения лазерного луча не будет заметна интерференционная картина, всегда сопровождающая излучение высокой степени когерентности.

Основные проблемы при проектировании данного устройства упираются, во-первых, в программирование ШИМ для DMD, а вовторых, в использование синего лазера. В настоящее время еще не созданы синие полупроводниковые лазеры большой мощности, это перспективы ближайшего будущего. Вместо них возможно либо применение твердотельных DPSS-лазеров со светодиодной накачкой, либо инфракрасных полупроводниковых лазеров с кристаллом-удвоителем частоты света. Второй вариант значительно предпочтительней из-за меньших размеров.

Разумеется, данная конструкция не является единственным возможным способом построения системы, возможно большое количество самых разнообразных вариантов, но, на мой взгляд, это один из наиболее оптимальных.

В настоящее время на основе сильноточных наносекундных электронных ускорителей широкое развитие получили источники импульсов электромагнитного излучения трехсантиметрового диапазона с мощностью порядка 108 – 109 Вт [1]. Сложность измерения характеристик таких импульсов обусловлена их малой длительностью ( ≤1нс), относительно широким спектром, высоким уровнем мощности и сильными электромагнитными помехами от ускорителей, что накладывает существенные ограничения на используемые типы детекторов. Исследования [2,3] показали, что в таких условиях с успехом можно применять ламповые детекторы на основе стандартного волновода сечением 23×10 мм. Диапазон их рабочих мощностей лежит в пределах от сотен ватт до десятков киловатт, а выходной сигнал может достигать ~ 40 В. Они обладают малой чувствительностью, как к электромагнитным помехам, так и к рентгеновскому излучению.

Данная работа посвящена разработке детектора такого типа, имеющего улучшенную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) и позволяющего регистрировать мощные

СВЧ-сигнал поступает с входа детектора на ламповый диод через согласующий аттенюатор. Остаток мощности волны, миновавшей лампу, поглощается в клиновидной поглощающей нагрузке, установленной в конце волновода. Аттенюатор (рис. 2) имеет форму пластины с клиновидными краями. Аттенюа-

тор и нагрузка изготовлены из эпоксидного компаунда с наполнителем из мелкодисперсного графита (сажи). Расчет или математическое моделирование необходимых геометрических размеров нагрузки и аттенюатора затруднены. Поэтому их нужная форма достигалась поэтапной механической обработкой с последующим измерением коэффициентов отражения от аттенюатора и нагрузки и коэффициента ослабления аттенюатора с помощью панорамного измерителя КСВ и ослаблений Р2-61.

Клиновидная форма краев аттенюатора обеспечивает низкий коэффициент отражения электромагнитного поля. Этот факт, а также ослабление СВЧ-излучения аттенюатором способствуют уменьшению стоячей волны, возникающей в результате отражений от лампы и волноводной цепи, подключенной к входу детектора. Нагрузке придавалась форма, также обеспечивающая минимально возможный коэффициент отражения (коэффициент стоячей волны). Все это способствует снижению резонансных свойств и, тем самым, уменьшению изрезанности АЧХ детектора.

Рис. 2. Внешний вид аттенюатора

Продетектированный сигнал поступает на выходной радиочастотный разъем детектора. В некоторых конструкциях таких детекторов [3] используется фильтр нижних частот (ФНЧ), конструктивно вмонтированный в коаксиальный выход детектора. Фильтр подавляет остаточную высокочастотную компоненту сигнала. Но при этом ухудшается временное разрешение прибора. Использование достаточно длинного кабеля позволяет обойтись без ФНЧ, так как высокочастотная составляющая затухает непосредственно в самом кабеле, а временное разрешение детектора, тем не менее, повышается, поскольку искажение видеосигнала в кабеле может быть достаточно малым.

В качестве детектирующего элемента в детекторе используется термоэмиссионный диод 6Д16Д, рассчитанный на работу в десятисантиметровом диапазоне длин волн. Однако практика [3] показала, что его с успехом можно применять и в трехсантиметровом диапазоне. Чувствительность детектора за-

висит от эмиссионной способности катода лампы. А она, в свою очередь, зависит от напряжения накала катода. Поэтому для стабилизации характеристик детектора необходима стабилизация напряжения питания. Для этого в данной работе используется источник постоянного напряжения, выполненный на микросхеме серии К142ЕН [4], обеспечивающий выходное напряжение 6.3 ± 0.1В, при изменении питающей сети не более чем на ± 20%.

Калибровка лампового детектора сводится к получению соответствия между пиковыми значениями мощности СВЧ-излучения P0, поступающего на вход детектора, и напряжения видеоимпульса на его выходе U0. Калибровка выполнялась по схеме, представленной на рис. 3. Импульсы СВЧ-излучения P(t) от генератора на основе магнетрона МИ505 с регулируемой аттенюатором мощностью P0 в пределах до ~ 100 кВт, длительностью τ ~300 нс и тактовой частотой frep ≈ 45 Гц подавались на детектор.

Рис. 3. Схема калибровки СВЧ-детектора

Продетектированный сигнал U(t) регистрировался цифровым осциллографом TDS1012 и передавался для дальнейшей обработки в среде Excel на персональном компьютере. Средняя мощность СВЧ-излучения измерялась с помощью ваттметра М3-54 через волноводный направленный ответвитель с коэффициентом переходного затухания kc ≈ 19 – 20 дБ. Нетрудно показать, что пиковая мощность P0 связана со средней мощностью, измеряемой ваттметром Pav, следующим соотношением:

P0 = km Pav100.1kc /( frepτkф )

где km - поправочный коэффициент, учи-

тывающий потери мощности за счет отражения и преобразования в измерительной го-

эффициент формы импульса определяемый при низком уровне входной мощности детектора, когда выполняется условие квадратичного детектирования: U (t) P(t) (рис.4).

Измерение вольтваттных характеристик детектора выполнялось в диапазоне несущих частот между 9,1 и 10,1 ГГц с интервалом 0,1 ГГц. Пример одной из измеренных характеристик представлен на рис. 5.

Для определения амплитудно-частотных характеристик выбирались четыре фиксированных уровня выходного сигнала детектора, и из измеренных вольтваттных характеристик

определялись соответствующие этим сигналам уровни мощности входного СВЧимпульса на каждой несущей частоте. Полученные таким способом АЧХ представлены на рис. 6. Видно, что характеристики являются достаточно плавными в диапазоне с шириной ≈ 1 ГГц. Это позволяет выполнять регистрацию СВЧ-импульсов субнаносекундной длительности.

f, GHz

Рис. 6. АЧХ детектора.

ЛИТЕРАТУРА:

1.Korovin S.D., Eltchaninov A.A., Rostov V.V. et al. // Phys. Rev. E. – 2006. – V74, 016501. Pp. 016501-1 – 016501-8.

2.Klimov A.I., Eltchaninov A.A., Konobeeva E.Yu. // Изв. Вузов. Физика. – 2006. – № 11.

Приложение. С. 431 – 434.

3.Климов А.И. // Изв. Вузов. Физика. – 1996. – № 12. С. 98 – 109

4.Венеаминов В.Н. // Микросхемы и их применение. – М.: Радио и связь, 1989.

Повышение точности измерения скорости и длины кабелей, проволоки является одним из важных факторов обеспечения эффективности и экономичности технологических процессов производства, раскроя и учета продукции. Однако широко используемые контактные механические устройства на базе измерительных роликов или гусеничных ремней не отвечают современным требованиям по точности, быстродействию и надежности, а

также имеют определенные ограничения по применению, например, для высокотемпературных, клейких и деформируемых изделий

[1].

В последнее время все больше измерительных устройств используют бесконтактный метод измерения. В компании «ЭРМИС» был разработан измеритель длины стальных канатов и прядей «Дельта 4.1». В основу измерения длины положен метод магнитных ме-

187

ток, использующийся в геофизики при разметке каротажного кабеля.

Сущность измерения заключается в нанесении накладным электромагнитом на перематываемый в ходе технологического процесса стальной канат магнитных меток, считывании нанесенных меток. Длина контролируемого изделия определяется путем перемножения числа посчитанных магнитных меток на расстояние между записывающей головкой и считывающей. Скорость движения определяется делением расстояния между электромагнитом и измерительным преобразователем на временной интервал между соседними магнитными метками.

Структурная схема измерителя приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Структурная схема измерителя длины использующего метод магнитных меток

Измеритель содержит два основных блока: блок измерительных преобразователей (БИП) с записывающей (ЗГ), считывающей (СЧГ) и стирающей (СТГ) головками и электронный блок (ЭБ), осуществляющий формирование сигналов для функционирования головок и преобразование сигналов измерительной информации.

Стирающая головка (СТГ), представляет собой электромагнит с П-образным магнитопроводом, на обмотку которого подается переменное напряжение промышленной частоты. Головка формирует убывающее по амплитуде переменное магнитное поле, которым осуществляется предварительное размагничивание движущегося стального каната

[2].

Записывающая головка (ЗГ), представляет собой Ш-образный электромагнит. Головка осуществляет нанесение на движущийся канат магнитных меток вида SNNS.

Считывающая головка (СЧГ), представляет собой магнитомодуляционный измерительный преобразователь, которым осущест-

вляется считывание нанесенных магнитных меток.

Схема амплитудно-фазового преобразования (САФП), осуществляет усиление, частотную фильтрацию и детектирование выходного сигнала считывающей головки.

При прохождении магнитной метки на выходе САФП возникает импульсный сигнал, который подается на вход сравнивающего устройства (СУ), на второй вход которого подается пороговое напряжение Uпорог. При превышении выходного напряжения САФП Uпорог происходит срабатывания сравнивающего устройства СУ. Выходным напряжением СУ производится запуск одновибратора (ОВ), формирующего короткий импульс положительной полярности, подаваемый на входы усилителя мощности (УМ) и микроконтроллера (МК). Выходным сигналом УМ, подаваемым на записывающую головку осуществляется нанесение следующей после считываемой магнитной метки.

Начало процесса измерения инициируется постановкой первой магнитной метки по сигналу с выхода МК, формируемого при поступлении на его вход сигнала с выхода блока ввода.

Расстояние между осями считывающей и записывающей головками равно известному значению l. Соответственно и длина между соседними магнитными метками равна этому же значению l. Микроконтроллером осуществляется подсчет числа импульсов N, поступающих на его вход с выхода ОВ и определение искомой длины изделия Lx по формуле:

Lx = l N (1)

Конструкция измерителя состоит из блока измерительных преобразователей и электронного блока.

Блок измерительных преобразователей состоит из балки прямоугольного сечения, на которой расположены стирающая, записывающая и считывающая головки. В средней части балки находится поворотный узел, позволяющий одним движением вывести все три головки из зоны движения изделия или, наоборот, перевести их в рабочее положение. Балка располагается вдоль измеряемого каната и несколько выше его таким образом, чтобы головки находились над измеряемым канатом с зазором между нижними торцами головок и поверхностью каната.

Головки имеют стальные корпуса цилиндрической формы. Торец каждой головки, обращенный к измеряемому канату, защищен от истирания специальной износостойкой накладкой из корундовой керамики. Крепление головок осуществляется с помощью резьбового соединения.

Корпуса стирающей и записывающей головок имеют специальные выступы, предназначенные для правильной ориентации их при монтаже.

Считывающая головка смонтирована на специальном кронштейне, который имеет возможность перемещаться вдоль балки.

Стирающая и записывающая головки смонтированы на едином кронштейне, который также имеет возможность перемещаться вдоль балки.

Электронный блок выполнен в металлическом корпусе прямоугольной формы. Внутри блока смонтированы три печатные платы с элементами электромонтажа. Плата индикации установлена вертикально на передней панели электронного блока. Плата контроллера установлена горизонтально в верхней части блока. Плата источника питания расположена горизонтально в нижней части электронного блока. На рисунке 2 изображены передняя и задняя панели.

Рисунок 2. Электронный блок

Испытания измерителя «Дельта 4.1» проходили летом 2005 года, на Череповецком металлургическом комбинате (ЧМК) – рисунок 3. Измеритель был расположен на технологической линии в зоне, где стальной канат имел минимальные вибрации и рывки.

Рисунок 3. Установка измерителя на технологической линии ЧМК

В Таблице 1 приведены основные характеристики Измерителя «Дельта 4.1».

Таблица 1. Характеристики «Дельта 4.1»

Измеритель предназначен для применения на предприятиях, выпускающих стальные канаты, тросы и проволоку, предприятияхпотребителях этой продукции, а также в торговых организациях.

В производственных условиях измеритель устанавливается на линиях изготовления проволоки, канатных машинах, на участках контрольной перемотки и бухтовки, на участках отгрузки готовой продукции потребителям. На предприятиях торговли и предпри- ятиях-потребителях продукции измеритель применяется на участках приемки и контрольной перемотки канатов, тросов и проволоки, на участках отпуска продукции покупателям.

ЛИТЕРАТУРА:

1.Земельман M.A. Автоматическая коррекция погрешностей измерительных устройств. М.: Стандарты, 1972. 199с.

2.Бесконтактный измеритель длины "ДЕЛЬТА-4.1" Руководство по эксплуатации ДКШС.400110.010 РЭ.

Одной из важнейших характеристик коаксиальных, телефонных и LAN-кабелей, определяющих их потребительские качества, является погонная ёмкость (пикофарад на метр).

Сущность измерения ёмкости заключается в измерении тока, протекающего между токоведущим проводником изолированной жилы и трубчатым электродом, помещенным в токопроводящую жидкость (воду).

Структурная схема измерителя приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Структурная схема измерителя ёмкости

Измеритель ёмкости состоит из следующих блоков: генератора напряжения синусоидальной формы частотой 50 кГц (Г~), усилителя мощности (УМ), электроемкостного преобразователя (ЭЕП), трансформатора тока (ТТ), преобразователя ток-напряжение (ПТН) и амплитудных детекторов (АД1-АД3).

Сигнал с генератора напряжения синусоидальной формы частотой 50 кГц (Г~) поступает на усилитель мощности (УМ), задача которого – усилить сигнал до значения, при котором протекаемый через электроемкостной преобразователь (ЭЕП) ток обеспечит на выходе трансформатора тока (ТТ) достаточный для измерения сигнал.

Ток вторичной обмотки трансформатора

190

(ТТ), преобразованный в напряжение блоком преобразования ток-напряжение (ПТН), поступает на вход одного из амплитудных детекторов (АД3).

На входы первых двух амплитудных детекторов поступают сигналы с усилителя мощности, амплитудные значения напряжения и тока которого измеряется амплитудными детекторами АД1 и АД2 соответственно.

Результаты экспериментов, представленные на рисунке 2, показывают, что измеряемый ток зависит не только от ёмкости кабеля, но и от весовой концентрации поваренной соли в воде. Это не имеет значения, если целью является только эксперимент - в лабораторных условиях концентрацию можно контролировать и учитывать в расчётах. На практике же для изготовление прибора, измеряющего электрическую ёмкость кабеля в промышленных условиях, ставит перед разработчиками задачу сведения к минимуму влияния свойств воды, обеспечение контроля свойств которой приведёт к значительным затратам, связанным с эксплуатацией измерителей, использующих данный метод измерения ёмкости.

Рисунок 2. Годографы сигнала электроемкостного измерительного

преобразователя от изменения емкости кабеля С и весовой концентрации соли

NaCl в воде.

На рисунке 3 приведены зависимости амплитуды сигнала электроемкостного преобразователя от измерения ёмкости кабеля при различной весовой концентрации соли NaCl в воде, полученные опытным путём.

Рисунок 3. Зависимость амплитуды сигнала электроемкостного измерительного преобразователя от изменения емкости кабеля Сx при различной весовой концентрации соли NaCl в воде.

Измеряемое значение ёмкости кабеля Сx от амплитуды сигнала электроемкостного измерительного преобразователя без учета изменения весовой концентрации соли NaCl в воде (рисунок 4) находится по формуле:

где Сх – измеряемая ёмкость, Um – амплитуда сигнала, снимаемого с преобразователя ток-напряжение. Погрешность данного выражения составляет 15%, что не даёт возможности использовать его на практике.

Рисунок 4. Зависимость результата измерения ёмкости кабеля Сx от амплитуды сигнала электроемкостного измерительного

преобразователя без учета изменения весовой концентрации соли NaCl в воде.

В ходе дальнейших исследований зависимостей концентрации соли и тока нагрузки усилителя мощности было получено выражение, точность которого на данном этапе удовлетворяла поставленным целям. Измеряемое значение ёмкости кабеля Сx от амплитуды сигнала Um электроемкостного измерительного преобразователя c учетом изменения весовой концентрации соли NaCl в воде (рисунок 5), находится по формуле:

Сх = [0,87+0,00003(Ig)2]*Um-[170+0,0085(Ig)2]

(2)

где Сх – измеряемая ёмкость, Um – амплитуда сигнала, снимаемого с преобразователя ток-напряжение, Ig – ток нагрузки усилителя мощности.

Погрешность выражения (2) составляет 4%, причём его коэффициенты были получены путём подбора. В дальнейшем предполагается использование более глубокого математического описания зависимостей и применение соответствующих программных пакетов.

Рисунок 5. Зависимость результата измерения емкости кабеля Сx от амплитуды сигнала Um электроемкостного измерительного преобразователя c учетом изменения весовой концентрации соли NaCl в воде: Ig – ток нагрузки усилителя мощности.

В компании «ЭРМИС» на основе этого метода ведётся разработка прибора «Волна», измеряющего погонную ёмкость кабеля в процессе его изготовления. Это позволит выдержать заданную ёмкость по всей длине жилы и получить высокое качество кабельной продукции.

ЛИТЕРАТУРА:

191

Проблема локации внутритрубных устройств достаточно остро стоит в настоящее время, так как не существует в настоящее время удобных устройств и способов для выполнения этой функции.

Очевидно, что локация внутритрубных устройств возможна лишь с помощью ультразвука.

Использование ультразвуковых колебаний для локации внутритрубных устройств имеет большие преимущества, обусловленные малым уровнем затухания акустических колебаний при распространении в жидких средах, простотой их получения и приема, низкой интенсивностью и высокой частоты, а также абсолютной безвредностью ультразвука для операторов и обслуживающего персонала. Еще одной важной особенностью УЗ является возможность ввода зондирующего сигнала внутрь трубопровода непосредственно сквозь металлическую стенку.

При разработке средств локации в нефтепроводе по акустическому каналу, представляющему собой, жидкостный волновод с жесткими стенками, необходимо решить задачи определения оптимальной несущей частоты приемопередающего электроакустического тракта, способа ввода колебаний в рабочую среду и положение приемопередатчика на внутритрубном устройстве.

При распространении УЗ волны наблюдается снижение амплитуды сигнала c увеличением расстояния в безграничном пространстве, основной причиной этого является расхождение диаграммы направленности. В неограниченной жидкостной среде амплитуда сигнала уменьшается обратно пропорционально квадрату расстояния. В волноводе с жесткими стенками, который представляет собой нефтепровод, излученный сигнал расщепляется на моды, представляющие собой, составляющие акустического сигнала распространяющегося не прямолинейно, а многократно отражаясь от

увеличивается, а амплитуда уменьшается. Эти явления, создают сложности при локации, вызывая затягивание переднего фронта УЗ импульса.

α В - точечный приемник

Рисунок 1. Модель акустического тракта.

Для определения характера распространения УЗ в волноводе была разработана модель акустического тракта, которая приведена на рисунке 1. Особенность модели в том, что излучатель находится снаружи трубы а УЗ импульс вводится в волновод через стенку трубы, в то время как приемник расположен внутри. Принцип действия прост, излучаемый сигнал (рисунок 2) формируется в генераторе и подается на излучатель, акустическая волна, многократно отразившись, достигает приемника и форма УЗ импульса регистрируется осциллографом. На рисунке обозначены: φА, φB – взаимные углы положения датчиков, R – радиус волновода, rB – расстояние от оси волновода до приемника, L – расстояние между датчиками.

Для определения формы сигнала на приемнике необходимо знать акустическую длину пути каждого луча, чтобы получить интерференционную картину суммарного сигнала. Кроме того, при решении данной задачи математическое моделирование позволяет: понять характер распространения УЗ волны; спрогнозировать возможный принимаемый сигнал при заданном излученном; определить факторы, которые наиболее сильно искажают акустический сигнал; упростить разработку устройств, имеющих волноводный электроакустический тракт.

В настоящее время при расчете акустического поля в волноводе применяются два метода – метод нормальных волн и метод геометрической акустики. При составлении данной модели был использован метод геометрической акустики, так как этот метод реализует физические принципы распространения УЗ, в то время как метод нормальных волн хорош только для математического анализа.

При составлении модели были учтены следующие ограничения:

•влиянием стенки пренебрегаем (т.е. считается, что УЗ волна в момент излучения проникает внутрь трубы без искажений);

•источник и приемник излучения представляются множеством точек, равномерно расположенных на заданной площади;

•поперечная площадь сечения УЗ пучка является бесконечно малой;

•стенки трубы идеально ровные и обеспечивают 100%-ое отражение падающей волны;

•не учитываются поперечные волны, распространяющиеся в стенке трубы;

Основой математической модели является система из двух уравнений, которая позволяет находить все лучи в трехмерном пространстве круглого волновода,

Решением этой системы уравнений является множество корней αi, βi, для нахождения которых используется метод касательных., α и β – углы, определяющие направление распространения УЗ луча. Простота системы уравнений дает возможность решать ее практически в любом математическом пакете или даже в собственной программе, написанной на любом из возможных языков программирования. Недостатком можно отметить, что для каждого количества отражений луча (k) надо решать уравнение заново.

Уравнение для нахождения длины пройденного пути для каждого значения αi и βi имеет вид:

Как известно, при отражении УЗ пучка от жесткой стенки происходит сдвиг фазы несущей частоты, определяемый формулой [1]

формуле:

где kmax – максимальное количество отражений, G(t) – функция огибающей сигнала, fнес – частота несущей сигнала, vUS – скорость звука в жидкой среде.

В результате проведенных расчетов были получены графики сигналов на приемнике при разных расстояниях между датчиками (рисунки 3 и 4). На графиках видно, что на разных расстояниях форма принятых сигналов очень сильно отличается как между собой, так и относительно излученного сигнала, вследствие чего очень трудно точно определить время запаздывания сигнала. Использование математической модели позволит заранее учесть вносимые каждой модой искажения передаваемого сигнала и провести коррекцию порогового механизма таким образом, чтобы ошибка измерения расстояния была как можно меньше. Благодаря такой коррекции погрешность измерений можно снизить до нескольких сантиметров.

193