Пименов Ю.В., Муравцов А.Д. Техническая электродинамика, 2000

На основе р-i-п диодов строятся схемы переключателей, устройств, имеющих одно входное плечо и несколько выходных. Прикладывая прямое или обратное смещение к p-i- n диодам, удается высокочастотный сигнал, подаваемый на вход переключателя, передать полностью в одно (любое) из выходных плеч. На рис.13.38 показана эквивалентная схема двухканального переключателя с последовательным включением p-i-n диодов. При подаче прямого смещения на один диод и обратного на другой входная линия оказывается подключенной к выходу с открытым диодом. Существуют схемы переключателей с параллельным включением диодов [51].

Рассмотрим построение проходного дискретного фазовращателя на p-i-n диодах. Это устройство, в котором в результате воздействия управляющего сигнала на один или несколько p-i-n диодов происходит скачкообразное изменение вносимого фазового сдвига для распространяющейся волны без изменения ее амплитуды. Как правило, такой фазовращатель позволяет изменять вносимый фазовый сдвиг в пределах от 0 до 2π с дискретом δφ. При этом число различных фазовых состояний p = 2π/δφ, a вносимый фазовый сдвиг в k-м состоянии равен ∆φk=k•δφ, где k= = 0,1, ...,р-1. Фазовращатель можно построить, например, в виде каскадного соединения т проходных фазовращателей (рис.13.39), каждый из которых создает лишь два значения вносимого фазового сдвига 0 или тс/2q-1, где q = 1,2.....т. Количество каскадов можно определить по формуле т = log2

[2π/∆φ].

На рис.13.40 показана эквивалентная схема дискретного фазовращателя на переключаемых отрезках линии. Схема обеспечивает два значения вносимого фазового сдвига. Она состоит из двух отрезков линии разной длины l1 и l2, подключаемых к основной линии с помощью двух двухканальных переключателей на p-i-n диодах (см. рис.13.38). Если к диодам D1 и D2 приложено прямое, а к диодам D3 и D4 обратное смещение, то высокочастотный сигнал со входа фазовращателя

341

поступает на его выход через отрезок l 1, а при изменении смещения на всех диодахчерез отрезок l 2. В этом случае при изменении смещения на диодах вносимый фазовый сдвиг изменяется на величину 2π(l 2- l 1)/ Λ, т.е., подбирая длину отрезков, можно обеспечить требуемые значения вносимого фазового сдвига. Существуют и иные схемы проходных фазовращателей на p-i-n диодах, обеспечивающие лишь два значения вносимого фазового сдвига [51].

Отметим, что были рассмотрены .базовые схемы переключателей и фазовращателей на p- i-n диодах. При реализации практических конструкций эти схемы могут быть дополнены другими элементами, например элементами для подачи смещения на диоды, элементами, компенсирующими реактивности эквивалентной схемы p-i-n диода и т.д. Более подробно с вопросами проектирования переключателей и дискретных фазовращателей можно ознакомиться в [51].

13.6. ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА

Для увеличения объема передаваемой информации в спутниковых системах связи и вещания при передаче сигналов обычно используют электромагнитные поля с круговой поляризацией вектора Е, причем одновременно применяют как волны с левым вращением вектора Е, так и с правым. В этом случае общий тракт, по которому распространяются волны с обоими направлениями вращения вектора Е, строится, как правило, на круглом волноводе с волной Н11 и содержит ряд устройств для управления поляризацией этой волны. Одним из базовых элементов поляризационных устройств является поляризаторустройство для поворота плоскости поляризации линейно поляризованного вектора Е волны Н11 в круглом волноводе или для преобразования в круглом волноводе волны Н11 с линейной поляризацией вектора Е в волну Н11, У которой на оси волновода вектор Е имеет круговую поляризацию, и обратно. Конструкция поляризатора состоит из отрезка круглого волновода, в котором находится тонкая диэлектрическая пластина с согласующими скосами (рис.13.41). Пусть по волноводу распространяется волна Н11 с линейной поляризацией вектора Е1, направление которого на оси волновода совпадает с осью X, указанной на рис.13.41, а нормаль к поверхности пластины

составляет угол θ с осьюХ. Представим распространяющуюся волну в виде двух волн Н11, У одной из которых вектор напряженности электрического поля Е1n на оси волновода перпендикулярен плоскости пластины, а у другой Е1t-параллелен ей (рис. 13.41). Как известно [48], эффективная диэлектрическая проницаемость εrЭф в волноводе с диэлектрической пластиной зависит от поляризации вектора Е распространяющейся волны. Для волны Н11 с вектором Е в центре волновода, совпадающим с Е1n, значение εrЭф ≈1, т.е. ее фазовая скорость равна скорости волны Н11 в волноводе с воздушным заполнением. Для волны Н11 с вектором Е в центре волновода, совпадающим с Е1t, значение εrЭф >1, т.е. ее фазовая скорость будет меньше скорости волны Н11 в волноводе с воздушным заполнением. Следовательно, на выходе поляризатора фазы векторов Е1n и Е1t будут отличаться на ∆φ. При этом в общем случае вектор Е суммарной волны на выходе поляризатора (E = E1n+E1t,) будет иметь эллиптическую поляризацию. Отметим, что величина ∆φ зависит от εr диэлектрика и от толщины и длины пластины [52].

342

Пусть θ = π/4 и ∆φ =π/4. Такое устройство называют π/2-поля-ризатором. Если на его вход поступает волна Н11, вектор Е которой на оси волновода линейно поляризован и параллелен оси X (рис. 13.41) или оси Y(рис. 13.42), то на выходе поляризатора будет волна Ни, вектор Е которой на оси волновода имеет левую или правую соответственно круговую поляризацию (см. 6.2). Аналогично если на вход π/2-поляризатора поступает волна Ни, вектор Е которой на оси волновода имеет левую или правую круговую поляризацию, то на выходе будет волна Н11, вектор Е которой на оси волновода будет параллелен оси Х(рис.13.41) или оси Y (см. рис. 13.42) соответственно.

Пусть ∆φ = π. Такое устройство называют π-поляризатором. Если на вход π-поляризатора поступает волна Ни, вектор Н11 которой на оси волновода линейно поляризован и параллелен оси Х(рис.13.43), то на выходе поляризатора будет волна Н11, вектор E1вых которой на оси волновода будет повернут относительно вектора Е1 на угол 2θ по часовой стрелке, если смотреть вдоль

направления распространения волны .Поворачивая диэлектрическую пластину вокруг оси волновода, т.е. изменяя угол θ от 0 до π/2 можно поворачивать плоскость поляризацик волны Н11 на выходе на угол от 0 до π по отношению к плоскости поляризации волны НЕ входе.

Существуют и иные конструкции поляризаторов, в которых вместо диэлектрической пластины используются металлические [52]. Для разделения линейно поляризованных волн с ортогональными поляризациями используют поляризационные разделительные фильтры. На рис. 13.44 показана конструкция поляризационного фильтра, состоящая из отрезка круглого волновода, в котором помещена тонкая металлическая пластина. При подаче на вход такого отрезка линейно поляризованной, волны Н11, у которой вектор Е, на оси волновода направлен вдоль оси X, наблюдается весьма малое отражение волны от пластины из-за ее незначительной толщины, и волна в пренебрежении тепловыми потерями полностью проходит на выход отрезка. Если же на вход отрезка поступает волна Н11 с вектором Е2, направленным на оси волновода вдоль оси Y, то для нее образуются два предельных полукруглых волновода, в месте расположения металлической пластины, и при достаточной длине пластины такая волна в пренебрежении тепловыми потерями будет полностью отражаться от входа фильтра.

На рис. 13.45 показана конструкция поляризационного разделительного фильтра. Фильтр разделяет сигналы, переносимые по волноводу волнами Н11, векторы E 1и Е2 которых на оси волновода взаимно перпендикулярны. Фильтр состоит из Т-тройника, образованного отрезками круглого и прямоугольного волноводов (см. рис. 13.30) и поляризационного фильтра (рис. 13.44). Волна Н11 с линейно поляризованным вектором Е1 проходит из плеча 1 в плечо 3, практически не отражаясь и не ответвляясь в плечо 2 (см. 13.4.2). Поскольку поляризованный фильтр полностью отражает волну Н11 С линейно поляризованным вектором Е2, то для этой волны устройство является трансформатором волны Н11 круглого волновода в волну Н10 прямоугольного и наоборот. Подбором расстояния от

343

металлической пластины поляризационного фильтра до места разветвления волноводов обеспечивают полную передачу мощности этой волны из плеча 1 в плечо 2. Устройство (рис. 13.45) можно использовать и для сложения в плече 1 двух сигналов, одновременно подаваемых в плечо 2 (в виде волны Н10) и в плечо 3 (в виде волны Н11 с линейно поляризованным вектором Е1).

Если в плечо 1 конструкции (рис. 13.45) поместить π/2-поля-ризатор (см. рис. 13.42), то образуется устройство, обеспечивающее разделение сигналов, переносимых по круглому волноводу волнами H11 векторы Е которых имеют круговую поляризацию и разное направление вращения.

344

Глава 14 ПАССИВНЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ

14.1. НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ И МОСТОВЫЕ СХЕМЫ СВЧ 14.1.1. Направленные ответвители на связанных линиях передачи

Направленным ответвителем в технике СВЧ называют че-тырехплечное устройство, или восьмиполюсник (рис.14.1), обладающий следующим свойством: при подаче мощности в любое плечо (например, в плечо 1) она не поступает в одно из выходных плеч (плечо 3) и делится между двумя другими плечами (плечи 2 и 4). Коэффициент деления мощности между выходными плечами зависит от конструкции ответвителя. Как правило, такие устройства строятся на основе двух близко расположенных отрезков линий передачи, связанных между собой с помощью тех или иных элементов связи (см.13.2). При этом мощность бегущей волны, распространяющаяся по одной из линий (например, по первой), частично ответвляется в другую линию и поступает в одно из ее плеч. Если направление распространения волны в первой линии изменить на противоположное, то ответвленная мощность поступит в другое плечо второй линии, т.е. имеет место направленное ответвление передаваемой мощности.

Если мощность на входе плеча 1 равна P1, а на выходах остальных плеч - соответственно Р2, Рз и Р4, то основными параметрами, характеризующими работу ответвителя, являются: коэффи-

характеризующий согласование направленного ответвителя с подводящей линией при условии, что к остальным плечам подключены согласованные нагрузки, а также диапазон частот, в пределах которого сохраняются требуемые значения К, D, Np и

КСВ. В идеальном случае ответвитель полностью согласован с подводящими линиями, не вносит потерь в передаваемые сигналы, а мощности на его выходах (см. рис.14.1) зависят от коэффициента связи: P2 = P1(1-K2), Р3 = 0, P4 = K2P1. Такой ответвитель описывается

матрицей рассеяния [S] (см. §12.3) при N=4, в которой нужно считать S11 = S22 = S33 = S44

= 0, S13= S31 = S24= S42 = 0, |S12| = |S21l = |S34| = |S43| = √1-K2, |S41| = |S14| = |S32| = |S23| = K.

Аргументы отличных от нуля элементов матрицы рассеяния зависят от конструкции направленного ответвителя и от положения плоскостей отсчета фаз в его плечах. Перейдем к описанию конкретных типов направленных ответвителей. Рассмотрим направленный ответвитель, образованный двумя прямоугольными волноводами с общей боковой стенкой (рис.14.2), работающими в одноволновом режиме. Пусть по первому (основному) волноводу из плеча 1 в плечо 2 распространяется волна Н10. Эта волна через одно отверстие связи в общей узкой стенке создает во втором (связанном) волноводе две волны H10, одна из которых поступает в плечо 3, а вторая - в плечо 4. Чтобы ответвленная часть мощности в связанном волноводе поступала в одно выходное плечо, в общей узкой стенке волноводов прорезают два одинаковых отверстия связи на расстоянии l =Λ/4, где Λ-длина волны Н10 на расчетной частоте. При этом к каждому из плеч 3\л 4 будут приходить две волны Н10, возбужденные первым и вторым отверстиями связи (рис.14.3). В

345

плече 4 эти волны складываются синфазно (волны проходят одинаковые пути). В плечо 3 волны, возбужденные первым и вторым отверстиями, приходят в противофазе (в этом случае путь через первое отверстие на Λ/2 короче, чем через второе) и гасят друг друга. Поэтому ответвленная часть мощности из основного волновода поступает в плечо 4, а неответвленная - в плечо 2. На расчетной частоте мощность в плечо 3 не поступает. Если на расчетной частоте в основном волноводе волна Н10 распространяется из плеча 2 в плечо 1, то ответвленная часть мощности в связанном волноводе поступит в плечо 3 и не поступит в плечо 4.

Коэффициент связи К двухдырочного направленного ответвителя (рис.14.2) зависит от размеров и формы отверстий, и его

можно определить, используя результаты расчета переходного затухания одиночного отверстия в общей стенке волноводов, приведенные в [33]. Как показывают вычисления, в двухдырочном ответвителе затруднительно получитъ K[дБ]>-5...-8 дБ, что связано с физическими ограничениями на максимальную величину отверстий, прорезаемых в общей стенке волноводов. Кроме того, отклонение рабочей частоты от расчетного значения приводит к уменьшению величин D и Nр ответвителя, поскольку в плече 3 связанного волновода ответвленные волны уже не будут полностью гасить друг друга. Для расширения рабочей полосы частот и увеличения реализуемых значений К применяют многодырочные волноводные направленные ответвители, для чего в общей узкой стенке двух прямоугольных волноводов (см. рис.14.2) прорезают п отверстий связи, отстоящих друг от друга на расстоянии l, равном или меньшем Λ/4. При этом в плече 4 связанного волновода образуется п синфазных волн, а в плече 3-такое же число волн, имеющих определенный сдвиг по фазе. Вследствие этого мощность суммарной волны в плече 4 будет больше, чем в плече 3 связанного волновода. Подбирая размеры отверстий и их количество, удается получить практически любое допустимое значение К (даже К [дБ]= 0, что соответствует полной связи между волноводами P4=P1) и требуемые направленность D и развязку Nр в широком диапазоне частот. С вопросами проектирования волноводных многодырочных ответвителей можно ознакомиться в [33].

Рассмотрим волноводный многодырочный ответвитель (рис. 14.4), в котором используются связанные через отверстия отрезки волноводов с разной формой поперечного сечения (прямоугольный и круглый). Предположим, что диаметр круглого волновода настолько велик, что в нем возможно распространение нескольких типов волн (например, Н11, E01. H21, HO1), причем у одной из этих волн коэффициент фазы равен коэффициенту фазы волны Н10 в прямоугольном волноводе. Прямоугольный волновод работает в одноволновом режиме. При распространении волны Н10 по прямоугольному волноводу от плеча 1 к плечу 2 каждое отверстие будет возбуждать в круглом волноводе волны разных типов. Однако, в плече 4 синфазно сложатся лишь волны того типа, у которого коэффициент фазы совпадает с коэффициентом фазы волны Н10 в прямоугольном волноводе. Поэтому ответвленная мощность в круглом волноводе будет переноситься преимущественно одним типом волны. Это свойство широко используется для возбуждения какого-либо высшего типа в связанном волноводе, например для возбуждения в круглом волноводе волны Н01. При обеспечении полной связи между волноводами (К[дБ]) = 0) образуется трансформатор волны Н10 прямоугольного волновода в волну Н01 крутого волновода.

346

При конструировании направленных ответвителей на основе коаксиальных, двухпроводных или полосковых линий передачи, работающих на TЕМ-волнах или квазиТЕМ, применяют отрезки связанных линий (см. 10.6). В этом случае для связи двух линий передачи используется распределенная электромагнитная связь, возникающая в линиях передачи открытого типа между близко расположенными параллельными проводниками. На рис.10.47,а и б были показаны поперечные сечения связанных симметричных полосковых линий и связанных микрополосковых линий с боковой связью полосок; на рис.14.5 приведено поперечное сечение связанных симметричных полосковых линий с лицевой связью полосок. Конструкция направленного ответвителя на основе связанных микрополосковых линий с боковой связью полосок показана на рис. 14.6. Она состоит из отрезка связанных линий длиной l, имеющего ширину полосок w и расстояние s между ними. К каждому выходу отрезка связанных линий подключены подводящие линии, имеющие волновое сопротивление ZB. Для устранения связи между подводящими линиями использован уголковый поворот на 90° в месте соединения подводящих линий с отрезком связанных линий. Аналогично строятся конструкции направленных ответвителей на основе связанных полосковых линий других типов.

Если в основной линии ответвителя (рис. 14.6) от плеча 1 к плечу 2 распространяется волна, переносящая мощность Р1 то в связанной линии за счет распределенной электромагнитной связи в отрезке связанных линий также появится волна, переносящая ответвленную мощность Р3=К2Р1 в направлении плеча 3; при этом в плечо 4 ответвленная мощность не поступает: Р4 = 0. В отличие от ранее рассмотренных волноводных направленных ответвителей, в направленных ответвителях на основе связанных линий передачи, работающих на ТЕМ-волнах или квази-ТЕМ, ответвленная часть мощности в связанной линии распространяется в противоположном направлении по отношению к направлению распространения мощности в основной линии. В настоящее время нет простого физического объяснения этого явления, строгое

347

математическое решение для этого случая можно найти в [1]. Поэтому в идеальном случае при обеспечении согласования с подводящими линиями мощность Р, из плеча 1 делится между плечами 2 и 3, в плечо 4 мощность не поступает. Как показывает анализ [40], величина коэффициента связи К ответвителя (рис. 14.6) зависит как от параметров заполняющего диэлектрика, от величин W И S, так и от длины l отрезка связанных линий. На рис.14.7 показана зависимость величины К от электрической длины отрезка связанных линий l/Λ. Наибольший коэффициент связи обеспечивается при l=0,25Λ; 0.75Λ и т.д. При l=0,5Λ; 1,0Λ и т.д. К=0, т.е. мощность при этом полностью передается из плеча 1 в плечо 2, не ответвляясь в связанную линию. Обычно длину области связи l выбирают равной 0,25Λ0, где Λо-длина волны в отрезке связанных линий на расчетной частоте f0. Этим обеспечивается как наибольшая величина К при фиксированных w и s, так и минимальные геометрические размеры ответвителя. При l=0,25Λ0 величина К для ответвителя вычисляется по следующей формуле [40]:

позволяющие по заданным К и ZB определить ZBe и ZB0 для отрезка связанных линий, а по ним, используя формулы из 10.6, рассчитать геометрические размеры w и s, т.е. синтезировать конструкцию ответвителя.

В рассматриваемом ответвителе сдвиг по фазе между векторами Е волн на выходах 2 и 3 плеч составляет 90° [40], в связи с этим подобные ответвители иногда называют квадратурными. Отметим, что указанный фазовый сдвиг и идеальная направленность сохраняются на любой частоте при условии, что ZB, ZBe и ZB0 не зависят от частоты. При изменении частоты меняется величина коэффициента связи К ответвителя (рис.14.7), что и определяет его рабочий диапазон.

Отметим некоторые особенности конструирования направленных ответвителей на связанных МПЛ (рис.14.6). В этом случае формулы (14.1)—(14.3) выполняются приближенно, и рассчитанный с их помощью ответвитель, как правило, требует экспериментальной доработки. Однако и после этого, обеспечив требуемый коэффициент связи на расчетной частоте, не удается получить направленность более 12...14 дБ. Кроме того, как показывают эксперименты, рабочий диапазон ответвителя на связанных микрополосковых линиях получается значительно уже, чем в ответвителях на связанных

348

полосковых линиях с TEМ-волнами. Эти негативные явления обусловлены неоднородным диэлектрическим заполнением связанных микрополосковых линий, в связи с чем основными волнами в таких линиях являются четная и нечетная квази ТЕМ-волны, распространяющиеся с разными фазовыми скоростями (см.10.6). Это приводит к изменению величины К, а также к появлению ответвленного сигнала не только в плече 3,, но и в плече 4 связанной линии, что уменьшает направленность ответвителя. Обычно влияние неоднородного диэлектрического заполнения на величину К учитывают путем изменения длины области связи, выбирая l=0,25Λ0, где Λ0≈(Λео+Λ0о)/2, Λе0=Vфе/f0 и Λ0о = Vфо/f0 .Для увеличения направленности и расширения рабочего диапазона частот конструкцию микрополоскового ответвителя несколько изменяют, пытаясь уменьшить разницу между фазовыми скоростями основных волн в связанных МПЛ. С основными конструкциями подобных микрополосковых ответвителей можно ознакомиться в [40]. Наиболее удачной и широко используемой на практике является конструкция (рис.14.8), известная в литературе как ответвитель Ланге. В этом ответвителе используется несколько связанных проводников, образующих встречно-штыревую структуру. С помощью металлических перемычек некоторые проводники соединены между собой. Благодаря такой конструкции Ланге удалось обеспечить Vфе≈Vф0 и компенсировать их дисперсию в широкой полосе частот: практически в октавной полосе частот сохраняются постоянство величины К, хорошее согласование и направленность не хуже 24 дБ [30]. Приближенные формулы для синтеза ответвителя Ланге приведены в [30].

В описанных выша полосковых конструкциях ответвителей весьма сложно обеспечить сильную связь, что связано с трудностями технологического характеранеобходимо изготовить проводники с весьма малыми зазорами между ними. Кроме того, наличие малых зазоров между проводниками снижает электрическую прочность ответвителя. Обычно максимально достижимый коэффициент связи в связанных линиях с боковой связью полосок не превышает -3 дБ. Правда, ответвитель Ланге выгодно отличается от конструкции, показанной на рис. 14.6, обеспечивая большую величину зазоров между связанными проводниками при одинаковом К. Поэтому при конструировании направленных ответвителей с сильной связью (К[дБ] >-3 дБ) используют связанные полосковые линии с лицевой связью полосок (рис.14.5).

Существует иной тип полоскового ответвителя, позволяющий получить сильную связь и имеющий электрическую прочность, мало отличающуюся от прочности подводящих линий. Это шлейфный направленный ответвитель, который весьма прост в изготовлении на основе МПЛ или СПЛ. С небольшими изменениями его можно реализовать в коаксиальном и волноводном исполнении. На рис. 14.9 показана микрополосковая конструкция ответвителя с двумя соединительными шлейфами, имеющими волновое сопротивление Zвшл. Длина каждого шлейфа равна Λ0/4, где Λо-длина волны в МПЛ, образующей шлейф, на расчетной частоте f0. Принцип действия такого ответвителя похож на принцип действия волноводного двухдырочного ответвителя (рис. 14.2). Для ответвления части мощности из основной линии, имеющей входы 1 и 2 (рис.14.9), в связанную, имеющую входы 3 и 4, используются два четвертьволновых шлейфа, включенные на расстоянии Λ0/4 друг от друга. При распространении по основной линии

349

волны от входа 1 к выходу 2 часть ее мощности будет проходить на выход 2, часть отражаться обратно в плечо 1, а часть через шлейфы ответвляться в связанную линию. Каждый шлейф возбуждает в связанной линии по две волны с равными амплитудами и фазами, бегущие в направлении плеч 3 и 4. Поэтому на выходах 3 и 4 появляются по две волны, причем фазы векторов Е этих волн на расчетной частоте f0 на выходе 3 совпадают, а на выходе 4 отличаются на я, ответвленная через шлейфы мощность из основной линии будет поступать на выход 3 и не поступит на выход 4. При этом нетрудно заметить, что фаза вектора Е волны на выходе плеча 3 отстает на π/2 от фазы вектора Е на выходе плеча 2. В полосковом тройнике (рис.13.24), идеальное согласование входа

с выходными плечами, а также деление выходными плечами в требуемом отношении можно обеспечить с помощью соответствующего выбора волновых сопротивлений линий в выходных плечах (см. 13.4.2). В шлейфном ответвителе используются четыре Т- тройника, поэтому для обеспечения согласования и требуемого коэффициента связи К ответвителя соответствующим образом подбирают величины Zвшл и ZB1. Анализ, выполненный в [27], показывает, что на расчетной частоте f0 в шлейфном ответвителе обеспечивается заданная величина К, максимальная направленность и согласование с подводящими линиями, имеющими волновое сопротивление ZB, при ZB1 = √1-K2 ZB и

Например, при равном делении входной мощности между

выходными плечами 2 и 3 (К= 0,707 или К[ДБ] = Отметим, что приведенные формулы получены в пренебрежении реактивными сопротивлениями в эквивалентной схеме Т-тройников. При конструировании полосковых шлейфных ответвителей с сильной связью (К→1 или К[ДБ] →0дБ) возникают определенные трудности, поскольку при сильной связи величины ZB1 и ZВШЛ оказываются малыми, что приводит к недопустимо большой ширине полосок. Напомним, что максимальная ширина полоски МПЛ ограничивается тем значением, при котором в линии возникают высшие типы волн в заданном диапазоне частот (в данном случае-в рабочем диапазоне ответвителя). Поэтому для обеспечения сильной связи используют или большее число соединительных шлейфов (например, три) в конструкции [40], или применяют каскадное соединение нескольких двухшлейфных ответвителей, каждый из которых имеет физически реализуемый коэффициент связи [30].

14.1.2. Мостовые схемы СВЧ

Мостом в технике СВЧ называют четырехплечное устройство или восьмиполюсник (рис. 14.1), обладающий следующими свойствами: при возбуждении любого из четырех плеч (например, плеча 1) энергия в одно из выходных плеч не поступает (например, в плечо 3) и делится поровну между двумя другими плечами (например, плечи 2 и 4). Это частный случай направленного ответвителя при K= 0,707 или К=-ЗдБ. Хотя на практике в качестве мостов используют направленные ответвители, однако применяют и специальные конструкции мостов, имеющие те или иные преимущества перед ответвителями. Рассмотрим ряд часто применяемых на практике мостов.

Двойной волноводный тройник (магический Т-тройник )образуется совмещением в одной конструкции согласованных Н-плоскостного и Е-плоскостного Т-тройников

350