Пименов Ю.В., Муравцов А.Д. Техническая электродинамика, 2000

уменьшения отражений концы пластины заостряют. Под влиянием электрического поля в поглощающем слое возникает ток проводимости, что вызывает увеличение затухания распространяющейся волны. Поскольку амплитуда вектора Е волны Н10 изменяется вдоль широкой стенки, то, перемещая пластину в этом направлении, можно в широких пределах изменять величину вносимого затухания Nзат. Максимальное вносимое затухание получается при расположении пластины в центре широкой стенки, а минимальное-вблизи узкой. При фиксированном положении пластины величина Nзат зависит от длины пластины, параметров диэлектрика и свойств поглощающего материала. К недостаткам таких аттенюаторов можно отнести: зависимость Nзат от частоты; изменение фазового сдвига φ, получаемого волной при распространении со входа на выход, при изменении вносимого затухания, поскольку перемещение пластины в поперечной плоскости вызывает изменение фазовой скорости распространяющейся волны; изменение вносимого затухания со временем из-за старения материалов.

Предельный аттенюатор обязательно содержит отрезок волновода, размеры которого выбраны так, что он является предельным для всех типов волн. В такой отрезок (рис.13.19) на некотором расстоянии l друг от друга вводятся два электрических или магнитных вибратора, один из которых подсоединяется к источнику электромагнитных колебаний, а другой соединяется с нагрузкой. Мощность, поступающая от источника, вызывает токи в первом вибраторе, что приводит к возбуждению разных типов волн в волноводе (см.13.2). Однако в данном случае для каждого возбуждаемого типа вдоль волновода устанавливается стоячая волна с экспоненциальным убыванием амплитуды вдоль волновода Евых=Еоехр(-α l), где Eвых-амплитуда напряженности электрического поля в месте расположения приемного вибратора, а Ео-в месте расположения возбуждающего

вибратора, - критическая длина волны возбуждаемого типа, обычно волны Ню. Электромагнитное

поле возбужденной волнывызывает ток в приемном вибраторе, вследствие чего часть входной мощности поступает в нагрузку. Поскольку величина тока в приемном вибраторе пропорциональна величине Евых, то величина мощности, поступающей в нагрузку, зависит от l. Перемещением приемного вибратора вдоль волновода можно менять величину мощности, поступающей

331

в нагрузку, остальная мощность отражается от входа аттенюатора, т.е. регулирование мощности на выходе такого аттенюатора осуществляется за счет изменения уровня отражений от его входа.

В полосковых трактах обычно применяют дискретные ступенчатые аттенюаторы на сосредоточенных резисторах. Каждая ступень аттенюатора, как правило, имеет вид или Т- или П-образного соединения активных сопротивлений, ко входу и выходу которого подключены подводящие полосковые линии с волновым сопротивлением ZB. На рис.13.20 и 13.21 показаны эквивалентные схемы ступени. По известным величинам ZB, R 1 иR 2с помощью (12.52) или (12.53) нетрудно найти матрицу сопротивлений | |Z|| или матрицу проводимостей ||Y| |, а по (12.47) или (12.48)-матрицу рассеяния. ||S|| для рассматриваемых схем (рис.13.20 и 13.21). Используя найденные элементы матрицы || S ||, определяют согласование на входе схемы KBB=(1-|S1l)/(1 + |S11|) и вносимое схемой затухание Nзат=10lg (1/| S21 |2). Используя полученные формулы для КБВ и Nзат, несложно получить следующие формулы (формулы синтеза) для определения величины резисторов исходя из требуемого вносимого затухания ступени Nзат и обеспечения согласования с подводящими линиями (КБВ=0):

Следует отметить, что сосредоточенные резисторы применяют в полосковых конструкциях устройств диапазона СВЧ на частотах вплоть до 12... 18 ГГц. Однако на частотах выше 1...2 ГГц используют специальные конструкции резисторов, называемые ЧИП-резисторы [49]. Это элементы, специально разработанные для применения в микрополосковых линиях в составе гибридных интегральных схем. Такой резистор представляет собой весьма малую диэлектрическую пластину, на которую нанесены резистивный слой (поглощающая пленка) и контактные площадки (рис.13.22). Например, один из типичных размеров пластины

332

1x1x0,6 мм, при этом размер участка с резистивным слоем 0,5x1 мм, а контактных площадок 0,25x1 мм. Столь малые размеры и позволяют рассматривать такие элементы в качестве сосредоточенных резисторов на частотах до 12...18 ГГц. На рис. 13.23 показана микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов. Иногда ступень выполняется в виде отдельного ЧИП, при этом Т- или П-образная схема размещается на подложке малых размеров, где имеется три вывода (контактные площадки) для установки на полосковую плату. Используя набор отдельных ступеней с разными вносимыми затуханиями, можно построить дискретный аттенюатор, обеспечивающий ряд фиксированных значений вносимого затухания, отличающихся на постоянную величину ∆Nзат, называемую дискретом затухания. Управление такими аттенюаторами обычно осуществляется с помощью электрически управляемых переключателей на p-i-n диодах

(см. 13.5).

13.4.2. Тройники

Тройником называется трехплечное устройство (шестиполюсник), образованное сочленением трех отрезков линии передачи. Такое устройство описывается матрицей || S || (12.43) при N= 3. Тройники обычно используют либо для деления мощности входного сигнала на две «(в общем случае неравные части), которые передаются по отдельным линиям передачи, либо для сложения и передачи по одной линии сигналов, создаваемых двумя источниками. В зависимости от типа сочленяемых линий тройники называют

волноводными, коаксиальными, полосковыми, коаксиально-волноводными, коаксиально-

полосковыми и т.д. Наиболее часто применяют Т-образные тройники (рис.13.24) (продольные оси двух отрезков линии совпадают, а ось третьего перпендикулярна к ним) и Y-сочленения (угол между продольными осями соседних отрезков линии равен 120°) (рис. 13.25). Для волноводных тройников используют, кроме того, дополнительную классификацию. Если

разветвление волноводов происходит в плоскости, параллельной продольным осям линий и вектору Е в каждой из них, тройник называют Е-плоскостным, а если в плоскости, параллельной продольным осям и вектору Н в каждой из них-то Н-плоскостным. Волноводные Е-плоскостной и W-плоскостной Т-тройники, а также Н-плоскостное У- сочленение прямоугольных волноводов показаны на рис. 13.26 и 13.27 и 13.25 соответственно. На рис. 13.24 изображен микрополосковый Т-тройник.

333

Рассмотрим принцип действия волноводного Н-плоскостного Т-тройника (рис. 13.27). Все волноводы имеют одинаковые поперечные размеры и рассчитаны на одноволновый режим. Пусть в плече 1 распространяется волна Н10, переносящая мощность Р, Эта волна возбуждает поле в области разветвления волноводов и частично отражается обратно в плечо 1. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области разветвления показана на рис. 13.28. При этом, поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в них возбуждаются волны Н10, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды и фазы на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника (см. возбуждение прямоугольного волновода рис. 13.12 или 13.13). Для устранения отраженной волны в плече 1 в тройник параллельно вектору Е вводят индуктивный штырь, как показано на рис. 13.27. Штырь создает в плече 1 дополнительную отраженную волну, компенсирующую первую. Полную компенсацию обеспечивают, подбирая величины d и t (см. рис. 13.27).

В согласованном таким образом тройнике мощность Р1 поровну делится между выходными плечами 2 и 3, т.е. Р2=Рз=Р1/2. Имеет место и обратное явление: если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны H10 с одинаковыми амплитудами и фазами векторов Е, то мощности, переносимые волнами, сложатся и поступят в плечо 1. При подаче мощности в плечо 2 тройника мощности на выходах плеч 1 и 3 уже не будут равны друг другу из-за их несимметричного относительно плеча 2 расположения. Кроме того, в плече 2 появится отраженная волна, т.е. тройник, согласованный со стороны плеча 1, будет рассогласован со стороны второго и третьего плеч [46]. Очевидно, что из всех возможны конструкций H-тройников только Y-сочленение (см. рис.13.25) обеспечивает равное деление мощности между выходными плечами при возбуждении любого из трех плеч.

Если в плече 1 волноводного Е-плоскостного Т-тройника (см. рис. 13.26) возбудить волну Н10, переносящую мощность Р1 то эта волна, частично отражаясь, будет возбуждать поле в

334

области разветвления. Примерная структура силовых линий вектора Е, возникающего в области разветвления, показана на рис. 13.29. При этом в плечах 2 и 3 возбуждаются волны Н10, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды, а их фазы отличаются на п на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника. Для компенсации отраженной волны в плече 1 создают дополнительную отраженную волну, помещая в это плечо индуктивную диафрагму (см. рис. 13.26) и подбирая ширину щели в диафрагме и расстояние от диафрагмы до разветвления. В согласованном таким образом тройнике входная мощность Р1 делится пополам и поступает на выходы плеч 2 и 3. Имеет место и обратное явление. Если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н10, векторы Е которых на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на я, то в области разветвления образуется электромагнитное поле, примерная структура силовых линий вектора Е которого показана на рис. 13.29. При этом в плече 1 будет возбуждаться волна Н10, переносящая мощность, равную суммарной мощности, поступающей в плечи 2 и 3.

Волноводные тройники могут строиться из волноводов разных типов. На рис. 13.30 показан волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого волноводов, работающих на низшем типе волны. Такой тройник обладает рядом интересных свойств. При возбуждении волны Н10 в плече 1 в области разветвления возникает структура электрического поля, показанная на рис.13.31,а. Поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в круглом волноводе возбуждаются две волны H11, бегущие в разные стороны от разветвления и имеющие одинаковые амплитуды и фазы векторов Е2 на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии. При этом плоскость поляризации векторов Е2 волн Н11 в центре круглого волновода перпендикулярна продольной оси волновода плеча 1. Подобный тройник можно использовать в качестве трансформатора волны Н10 прямоугольного волновода в волну Н11 круглого, если в плече 3 установить коротко замыкающую пластину на расстоянии Λ/4 от центра разветвления (см. коаксиально-волноводный переход рис.13.5), где Λ-длина волны Н11 в круглом волноводе. Если, в тройнике (см. рис.13.30) возбудить в плече 2 волну Н11, для которой вектор Е1 в центре волновода параллелен продольной оси прямоугольного волновода, то мощность, переносимая этой волной, в плечо 1 ответвляться не будет. Примерная картина силовых линий вектора электрического поля, возникающего при этом в области разветвления волноводов, показана на рис. 13.31, б. В

335

этом случае волна Н10 в плече 1 не возбуждается. Поэтому мощность со входа 2 проходит в плечо 3 и частично отражается от области разветвления в плечо 2. Для устранения отражений в щели в месте сочленения волноводов располагают тонкие металлические провода (см. рис.13.30). Этим уменьшается влияние щели на распространение волны Н11 с поляризацией Е1 .В то же время провода практически не влияют на передачу мощности из прямоугольного волновода в круглый, поскольку вектор Е как в прямоугольном волноводе, так и в круглом (для поляризации Е2) перпендикулярен им.

Рассмотрим полосковые и коаксиальные тройники. На рис. 13.32 показана приближенная эквивалентная схема такого тройника. Пусть волновые сопротивления линий, образующих плечи 1, 2 и 3, равны ZB1, ZB2 и ZB3 соответственно. Предположим, что в плече 1 распространяется низшая волна, переносящая мощность P1, а плечи 2 и 3 нагружены на согласованные нагрузки. Поскольку линия, образующая плечо 1, в точках разветвления (рис. 13.32) нагружена на параллельное

соединение входных сопротивлений линий, образующих плечи 2 и 3, и равных их волновым сопротивлениям, то условие отсутствия отраженной волны от места соединения линий можно записать в виде 1/ZB1 = 1/ZB2 + 1/ZB3. МОЩНОСТЬ, переносимая по линии TEM-волной, обратно пропорциональна волновому сопротивлению линии (12.2), поэтому, поскольку линии в плечах 2 и 3 подключены параллельно, отношение мощностей, поступающих на выходы 2 и 3 плеч, будет равно P2/P3=ZB3/Z B3 .Если обозначить Р2/Рз=т, то записанные выше соотношения позволяют найти ZB2 и ZB3, при которых для заданных ZB1 и т входная мощность полностью поступает в выходные плечи: ZB2=ZB1(m + 1)/m и

ZB3 = =ZB1(m + 1). При равном делении входной мощности (m = 1) имеем ZB2=ZB3 = 2ZB1. На рис.13.24 показана конструкция микрополоскового тройника. Отметим, что для

рассматриваемой конструкции эквивалентная схема (см. рис. 13.32) не учитывает влияние неоднородности, возникающей в месте разветвления микрополосковых линий, на распространение волн. Обычно влияние неоднородности незначительно, если геометрические размеры области разветвления много меньше длины волны. Для построения уточненной эквивалентной схемы тройника (рис. 13.24) следует в схему (рис. 13.32) включить эквивалентную схему неоднородности, приведенную в [36]. Если требуется, чтобы волновые сопротивления всех линий, подключаемых к плечам тройника, были одинаковы и равны ZB, то между местом разветвления и выходами плеч 2 и 3 включают трансформирующие отрезки линии передачи с волновыми сопротивлениями ZTp1 и ZTp2 соответственно (рис.13.33), причем длина каждого отрезка равна Λ 0/4, где Λ о- длина волны в линии, образующей трансформатор, на расчетной частоте f0. Для обеспечения требуемого коэффициента деления мощности т и отсутствия отраженной волны в плече 1 на частоте

336

нении рабочей частоты f от f0 во входном плече 1 появляется отраженная волна, т.е. появляется рассогласование. Полоса согласования тройника со стороны плеча 1 при т = 1 будет такая же, как и у четвертьволнового трансформатора, согласующего активные сопротивления, отличающиеся в 2 раза (см. гл.12).

Для расширения полосы согласования со стороны плеча 1 используют несколько трансформирующих ступеней (см. ступенчатый переход гл.12) [33]. При этом можно обеспечить или максимально плоскую или чебышевскую АЧХ согласования. При подаче сигнала в плечо 1 (рис.13.33) фазы сигналов, поступающие на выход плеч 2 и 3, будут одинаковыми независимо от коэффициента деления т и рабочей частоты f.

Как показано в [46], реактивные шестиполюсники, к которым относятся рассматриваемые конструкции (рис.13.24 и 13.33), не могут быть одновременно согласованными со стороны всех плеч, т.е. если обеспечить S11 = 0, то S22≠0 и S33≠0. Кроме того, для таких устройств S23≠0, т.е. между плечами 2 и 3 существует связь. Однако в некоторых применениях к тройникам предъявляют ряд дополнительных требований: обеспечение согласования со стороны всех плеч (S11 = S22=S33=0) и обеспечение развязки (отсутствие связи) между выходными плечами 2 и 3 (S23=S32=0). Например, если тройник используется для сложения мощностей от двух генераторов, работающих на одной частоте. В этом случае стабильная работа генераторов наблюдается при отсутствии отраженных волн от входов тройника и отсутствии взаимной связи между ними. Кроме того, в случае если тройник используется для деления входной мощности, то развязка между плечами 2 и 3 устраняет взаимную связь между несогласованными нагрузками, подключенными к ним.

Для обеспечения согласования со стороны всех плеч и развязки между плечами 2 и 3 в схему тройника (см. рис.13.33) вводят поглощающие элементы, чаще всего сосредоточенные резисторы (см. рис.13.34), называемые балластными сопротивлениями. Поскольку электрические расстояния от плеча 1 до точек А и В, к которым подключен резистор, равны, при возбуждении плеча 1 в точках А и B устанавливаются одинаковые потенциалы и ток через резистор отсутствует, т.е. резистор не влияет на передачу мощности из плеча 1 в плечи 2 и 3. При возбуждении плеча 2 мощность в плечо 3 поступает двумя путями: через резистор и через два четвертьволновых трансформатора, т.е. в плече 3 возбуждается две волны. Одинаковые амплитуды

337

этих волн обеспечиваются выбором величины резистора R6aл. Если расстояние между точками А и В сделать достаточно малым по сравнению с длиной волны (обычно трансформаторы изгибаются для сближения их концов), то сдвиг по фазе волн в плече 3 будет близок к π из-за разных путей, проходимых волнами. Поэтому волны в плече 3 компенсируют друг друга и мощность из плеча 2 не поступает в плечо 3, она частично проходит в плечо 1 и частично рассеивается в резисторе. Для полного согласования тройника и получения идеальной развязки между плечами 2 и 3 его параметры следует выбирать по

требуется обеспечить одинаковые волновые сопротивления подводящих линий ZB1=ZB2=2B3=ZB при неравном делении (m≠1), применяют дополнительные четвертьволновые трансформаторы (рис.13.35). Формулы для расчета подобной схемы можно найти в [30]. Отметим, что в рассмотренных схемах идеальное согласование плеча 1 и идеальная развязка между выходными плечами будут лишь на расчетной частоте, для которой длины всех трансформаторов равны Λ о/4. Кроме того, рассмотренные тройники обеспечивают деление входного сигнала в заданном отношении т и синфазные выходные сигналы на любой частоте рабочего диапазона. Более подробные сведения о частотных характеристиках полосковых тройников можно найти в [40]. Аналогично конструируются тройники из отрезков коаксиальной линии.

13.5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ

Фазовращатели -это устройства, служащие для изменения фазы электромагнитной волны, поступающей на их вход. На практике применяют проходные и отражательные фазовращатели. Проходной фазовращатель является двухплечным устройством. В идеальном случае электромагнитная волна должна проходить со входа на выход такого устройства без отражений и затухания, получая лишь фазовый сдвиг ∆φ. В этом случае фазовращатель можно представить в виде эквивалентного четырехполюсника, матрица ||S|| которого определяется формулой (12.43) при N=2, где S11 = S22 = 0; S12 = S21 = exp(- i∆φ). Отражательный фазовращатель является одноплечным устройством, которое в идеальном случае полностью отражает электромагнитную волну, поступающую на его вход. При этом фаза отраженной волны изменяется на ∆φ по отношению к фазе падающей волны. Такой фазовращатель можно представить в виде эквивалентного двухполюсника, описываемого коэффициентом отражения на входе Г=exp(-i∆φ). Фазовый сдвиг, вносимый

338

фазовращателем, может быть или фиксированным или управляемым. В фазовращателях с регулируемым фазовым сдвигом величина ∆φ может изменяться плавно (плавные или аналоговые фазовращатели) или скачкообразно (дискретные фазовращатели).

Управление вносимым фазовым сдвигом обычно осуществляют или механическим, или электрическим путем. В механических фазовращателях изменение вносимого фазового сдвига происходит вследствие перемещения отдельных элементов конструкции, а в электрических - под воздействием подаваемых электрических сигналов.

Простейшим фазовращателем проходного типа является отрезок линии передачи длиной l, проходя который электромагнитная волна получает фазовый сдвиг ∆φ = 2πl /Λ. Для изменения ∆φ можно или изменять длину отрезка l, или изменять величину фазовой скорости волны в пределах отрезка, т.е. изменять электрическую длину отрезка l/Λ. На рис. 13.36 изображена схема проходного механического плавного фазовращателя, построенного на основе коаксиальной линии: Перемещением подвижной части изменяется длина линии между входом и выходом устройства. Для устранения

отражений проходящей волны скользящие контакты во внешнем и внутреннем проводниках разнесены, что позволяет обеспечить одинаковое волновое сопротивление ZB во всех сечениях линии независимо от положения подвижной части. Компенсация отражений в местах скачкообразного изменения диаметров внешнего и внутреннего проводников коаксиальной линии обеспечивается последовательным включением коротких отрезков ∆ l коаксиальной линии с большей величиной волнового сопротивления, чем ZB. Эквивалентной схемой таких отрезков является последовательно включенная индуктивность (см. табл.12.1), величина которой подбирается так, чтобы компенсировать влияние емкости в эквивалентной схеме стыка коаксиальных линий с разными размерами металлических проводников [33].

Изменение фазовой скорости волны, распространяющейся по отрезку линии, можно обеспечить с помощью изменения параметров среды, заполняющей этот отрезок. При этом можно изменять вносимый фазовый сдвиг, не изменяя длину отрезка линии. Пусть в прямоугольный волновод, по которому распространяется волна Н10, введена тонкая диэлектрическая пластина длиной l параллельно боковым стенкам волновода (см. рис.13.18). Для уменьшения отражений концы пластины заострены. В этом случае на участке волновода, содержащем пластину, структура электромагнитной волны несколько изменится, поскольку электромагнитное поле появится внутри пластины. При этом часть мощности будет переноситься внутри пластины, а часть -в окружающем ее воздухе. Из-за этого скорость распространения волны на участке волновода с пластиной VФ будет меньше, чем скорость распространения волны Vф0 в незаполненном волноводе. Это яв-

339

ление можно учесть при вычислении фазовой скорости волны в волноводе с пластиной по формуле (9.14), если в ней заменить ε на эффективную относительную диэлектрическую

проницаемость . Анализ волн в прямоугольном волноводе, частично заполненном диэлектриком [48], показывает, что εrЭф увеличивается с увеличением ε r пластины и ее толщины. Кроме того, поскольку амплитуда вектора Е волны Н10 изменяется вдоль широкой стенки волновода по синусоидальному закону, то, изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, можно изменять εrЭф примерно от 1 (пластина расположена вблизи узкой стенки, где амплитуда вектора Е близка к нулю, поэтому мощность, переносимая волной внутри пластины, равна нулю) до некоторой максимальной величины (пластина расположена в середине широкой стенки, где амплитуда вектора Е максимальна, поэтому максимальна и энергия, переносимая волной внутри пластины). Конструкция плавного волноводного фазовращателя близка к Конструкции поглощающего аттенюатора (см.рис.13.18.) и отличается от нее только тем, что на диэлектрической пластине фазовращателя отсутствует поглощающий слой. Плавно изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, удается плавно изменять вносимый фазовый сдвиг, причем наибольшая величина ∆φ будет при размещении пластины в середине широкой стенки волновода.

Фазовращатели с электрическим управлением могут быть выполнены на коммутационных диодах СВЧ, на намагниченных ферритах (см.14.3.3) или на сегнетоэлектрических элементах [49]. Наибольшее распространение получили дискретные фазовращатели на коммутационных диодах. Использование полупроводниковых элементов и микрополосковой линии передачи позволяет выполнять конструкции фазовращателей на основе печатных плат или включать в состав интегральных схем СВЧ. В качестве коммутационных диодов обычно используют р-i-n-диоды. Структура такого диода является трехслойной (рис. 13.37, а): между хорошо проводящими полупроводниковыми слоями с дырочной (слой р) и электронной (слой п) проводи мостя ми расположен достаточно широкий слой с низкой проводимостью, близкой к собственной проводимости полупроводника (слой i). Торцевые поверхности диода металлизируют и используют в качестве выводов. Если к диоду приложить постоянное напряжение, называемое смещением, так, что плюс источника смещения соединен с слоем р, а минус - со слоем п, то сопротивление слоя i, а значит, и всего диода резко уменьшится за счет поступления в этот слой электронов из слоя п и дырок из слоя р. Такое смещение называют прямым. При приложении к диоду обратного смещения (плюс источника смещения соединен со слоем п) сопротивление диода резко возрастает, поскольку все постоянное напряжение оказывается приложенным к слою i, где создается сильное электрическое поле, способствующее удалению свободных зарядов из этого слоя. Поэтому если к диоду одновременно приложить смещение и достаточно малое переменное напряжение высокочастотного сигнала, то для последнего диод будет вести себя по-разному в зависимости от полярности смещения: при прямом смещении диод обладает малым активным сопротивлением R+(несколько Ом) и его можно представить в виде эквивалентной схемы (рис.13.37, б), где Ls учитывает индуктивность выводов диода; при обратном смещении активное сопротивление диода R_ достаточно велико (несколько кОм) и его можно представить в виде эквивалентной схемы (рис .13.37,в) ,где Сi учитывает общую емкость диода в этом состоянии (обычно величина С,= 0,3...1 пФ). В настоящее время разработано большое число конструкций p-i-n диодов, предназначенных для работы в разных типах линий передачи при различных уровнях передаваемой мощности [50].

340