![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Ширман, Я. Д. Разрешение и сжатие сигналов
.pdfЕсли источник полезных колебаний имеет угловую координату Ѳт+1 и создает на раскрыве плоский фронт волны, то сигнальную часть
выходного |
эффекта |
Z cliriI |
можно определить из условия G (/, |
Ѳ) = |
||
= Gm+i(/) б (Ö — Ѳт+1), где Gm+1{f) |
Gm+i {f—/о) (см. § 1.1.3). Тогда |
|||||
|
|
■{№) |
\ |
KonAf, |
0„!+1)Gm+1(/)d/ |
(13а) |
Общему |
случаю |
обработки |
(1), (13) соответствует некоторый |
к о- |
э ф ф и д и е и т и с п о л ь з о в а н и я э и е р г и и k. |
В со |
|
ответствии с [(54), § 1.1.3] и [(15), §2.1.1] представим его в виде |
||
, |
ff E m+1( i , t ) R * a , t ) d i d t |
(14) |
k = |
-------------------------. |
j j | £ m+1 ( l , t ) \ ~ d l d t
При обнаружении колебаний в виде плоских волн от двойных инте
гралов по £, t |
в (14) можно перейти к одинарным по /. Сопоставляя |
|||||||
(1), (13) |
и (13а), |
числитель в (14) заменим выражением (13а), а зна- |
||||||
|
|
|
|
со |
|
|
|
|
менатель—выражением / ,[|Gm+ i(/)|W |
по теореме |
Парсеваля. Тог- |
||||||
да получим |
|
|
— СО |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
k = |
|
I' К от (Г> em+i)G m+1(f)df |
$ I ^m+l ( П М - |
(14а) |
|||
|
|
|
— со |
|
/ — со |
|
|
|
Приведенные |
соотношения |
поясним |
р а с ч е т н ы м |
п р и м е - |
||||
р о м. |
Пусть |
разрешаются два |
радиолокационных |
пространственно- |
||||
временных сигнала с комплексными амплитудами |
|
|
||||||
Е і (і , |
|
|
Е |
N |
. |
I C O S 0 , |
|
|
|) = Л1 ( / —Tj----—cos Ѳ-lj е- |
х0 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
(15) |
E z (t, |
|
|
. |
. |
— j — | c o s 0 2 |
|
||
%) = A 3[ t —t2----—cosÖo) е- ' 2л/г=1e |
|
|
представляющие собой немонохроматические плоские волны, причем А г (t) = А 2 (/) = А (/). Эти волны отличаются направлениями при хода, их волновые векторы составляют с осью решетки углы 0Хи Ѳ2 соответственно. Волны отличаются также запаздываниями Ф т, и допплеровскими частотами F1 ф F2 (считается, что сигнал не очень широкополосен и допплеровская частота одинакова для всех спектраль
ных составляющих каждой |
из волн). Тогда в соответствии с (6), |
(15) |
р = р (*!, |
т 2, Flt F.2t 0х, 02). |
(16) |
§ 2.1.4. |
199 |
Положим далее, что значения временных запаздываний на длине раскрыва малы по сравнению с величиной, обратной ширине спектра частот, т. е.
|
А J |
—T-L----— cos Oj j « А (t— Xi), |
|
|
|
|
А 2 |
'т„----^-cos02^ та А {t—т2) |
|
|
|
(случай, когда эти |
запаздывания требуется учитывать, |
рассмотрен |
|||
в § 2.1.8). |
|
|
|
|
|
Подставляя (15) в (6) и производя замену переменной |
( — тх = s, |
||||
получаем |
|
|
|
|
|
Р СП, *2. |
Fi> F», 01, 02) = |
Р (*2 — fl, F4 — Fi) Р (02, |
Ol). |
(17) |
|
Здесь р (т, |
F) — двумерная |
автокорреляционная функция |
сигнала |
||
или, иначе, |
«функция неопределенности», введенная Вудвордом [15] |
||||
см. также § |
2.3.3), |
|
|
|
|
|
|
j |
А (s) Д* (s — т) e'2nFs ds |
|
|
|
P(f, |
-СЮ |
|
(18) |
|
|
F) |
|
|
j 1A (s) I2 ds
Свое название эта функция получила потому, что она характеризует неопределенность совместно измеренных значений временного запаз дывания и допплеровской частоты. Функция р (02, 0Х) — автокор реляционная функция распределений поля на раскрыве при различных угловых координатах источников
|
1 / 2 |
. 2it ь |
. |
|
% |
/ — I (cos 0. —cos 0,) |
|
Р(Ѳ2, Ѳі)= - |
\ g Я-0 |
dl |
|
или |
-//2 |
|
|
|
|
|
|
|
sin |
T i l |
|
|
— (COS02 — COS 0i) |
|
|
P ( 02, Ѳі) = |
. |
^0 |
(19) |
|
|
— (cos 0.,—cos 0i)
A0
Функции (18), (19) являются частными случаями функции (16), вве денной в [56], или, в близкой форме, в [69]. Здесь ие исчерпаны воз можные обобщения (18). Иногда необходимо учитывать несовпадение допплеровских частот для различных составляющих частотного спе ктра сигнала, конечное запаздывание огибающей на раскрыве, вво дить наряду с когерентной обработкой некогерентную и т. д. Пока ограничимся обобщениями (16), (19).
Пользуясь связью автокорреляционной функции с коэффициентом использования энергии, можно дополнить качественный анализ пока-
200 |
§ 2.1.4. |
зателей разрешения по |
Вудворду |
[15] |
их |
количественной оценкой, |
||
как в § 1.1.3 [40, 56]. |
|
F2 = |
Flt |
|
|
|
Подставляя в (15) т2 = ту, |
находим |
к о э ф ф н ц и е н т |
||||
и с п о л ь з о в а н и я |
э н е р г и и k |
п р и |
р а з р е ш е н и и |
|||
т о л ь к о по у г л о в ы м к о о р д и н а т а м |
||||||
|
|
пі |
(cos Ѳ2—cos 0j) |
|
||
|
sin- |
|
||||
k = \ |
1 +K |
L |
|
|
|
(20) |
|
3t / |
|
|
|
|
|
|
|
(cos 02—cos 0j) |
|
Коэффициент (20) получается при обработке (1) с опорной функцией
Здесь |
/?(/, |
|) = |
Л (*)*(&)■ |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
■ 2 я t |
. |
|
|
|
|
Ä(S) = e |
— 1 — £ COS 0 .__ |
|
|
||
|
|
Ао |
|
|
|
||
|
Slir |
' ЛІ |
(cos 02—cos 0j) |
. 2л |
_ |
||
|
— |
||||||
|
|
КQ |
|
|
— |
/ — • £ |
c o s О , |
+ K |
зх/ |
|
|
л |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
(cos 02— COS 0i) |
|
|
|
(21)
(22)
В соответствии с (12) оптимальная корреляционная обработка (21) может быть заменена антенно-фильтровой, характеризуемой функцией
/С™ (Л 0) = KonT(f)FonT(0). |
(23) |
Здесь К0ПТ(/) — оптимальная частотная характеристика |
|
со |
|
Копт (/) = $ А* (0 еі** О-Io)*dt = Gl (/), |
(24) |
представляющая собой комплексно-сопряженную спектральную плот
ностьполезного |
сигнала А |
|
а Fonr (0) — характеристика |
|||
направленности |
оптимального приема, в общем |
случае |
ненормиро |
|||
ванная, которая для узкополосных |
сигналов |
( |/ |
— /о |С /о ) прини |
|||
мает вид |
СО |
. 2я * |
п |
|
|
|
|
|
|
||||
|
^опТ(Ѳ) = - 7 |
|
J ^ SC0S |
dl |
(25) |
|
или |
|
|
|
|
|
|
|
= F(Q, Ѳ2)—т~~ F (02, QJFiQ, ѲД |
(26) |
||||
где |
|
1 + и |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sin |
3t / |
(cos Ѳ—cos 0') |
|
|
|
|
Ao |
|
(27) |
|||
|
F(Q, Q') — ■ |
|
|
|
|
3 t /
— (cos0—cos 0')
Âq
§ 2.1.4. |
201 |
Характеристика направленности оптимального приема зависит от относительной интенсивности помехи к. В случае нулевой интенсив ности помехи эта характеристика
-РодТ(Ѳ)=^огл(0) = т |
Ѳа) |
согласована, с направлением прихода полезного сигнала (т. е. ориенти рована своим максимумом в направлении прихода). При большой ин тенсивности мешающего сигнала опа существенно искажается, в ча стности при к —у оо в направлении на источник мешающего излучения образуется нулевой провал-, с уменьшением интенсивности мешающих сигналов вместо нулевых провалов образуются минимумы. Рис. 2.1.5 иллюстрирует изменение оптимальной характеристики направленности
Рис. 2.1.5. Изменение оптимальной характеристики направленности при вклю чении помехи.
в зависимости от х для случая, когда помеха действует по основному лепестку согласованной характеристики направленности. Сопоставляя
(19) и (27), можно заметить, что | F (0, 0Х) | = р (О, 0Х).
Коэффициент использования энергии (20), равный единице при ну левой интенсивности помехи, в случае произвольной ее интенсивности может быть приведен к виду
k = l ------0Х). |
|
(28) |
|||
|
|
1 -рх |
|
|
|
Если разность | Ѳ2 — Ѳх | < |
я, то выражение (27) упрощается и будет |
||||
РФ і, |
sin(jtA0/0o) |
(29) |
|||
|
яДѲ/Ѳ0 |
||||
где |
|
|
|
||
|
|
Ѳі+ 02 |
|
||
Ѳ0 = |
K0/l sin |
(30) |
|||
2 |
|||||
|
|
|
|
||
— ширина согласованной |
характеристики по уровню 2/я « |
0,64 |
|||
(ее полуширина по нулям), |
а |
АО = Ѳх — 02. График зависимости |
ко |
эффициента использования энергии k от относительного разноса ис точников мешающего и полезного сигналов ЛѲ/Ѳ0 = (Ѳ2— 0х)/0о при веден на рис. 2.1.6. При х ->• оо значения k не обращаются в нуль, если только ДѲ/Ѳ0 Ф 0.
202 |
§ 2. 1.4 |
Ход кривых рис. 2.1.6 при малых значениях 0/Ѳ0 можно пояснить, используя ряд
sin X ^ j X* ,
6
Ограничиваясь двумя членами |
ряда, |
в |
случае яѲ/Ѳ0 |
1 и х -> оо, |
|
будем иметь |
1 |
/ яДѲ |
|
|
|
k |
|
|
(31) |
||
T |
i “ Ö7 |
|
|||
|
|
|
|||
При А0/0О« 0,2 величина k ä |
0,13, |
a |
Ilk ä 7,5. |
|
Таким образом, даже в присутствии интенсивного мешающего из лучателя 1, смещенного относительно полезного на 1/5 ширины со гласованной характерно™- * ки направленности, можно
сдостаточной достовер- ’
ностью |
установить |
нали |
|
ae 1 JЦ |
I |
I |
||||||
чие |
последнего, |
если |
энер |
|
I |
|||||||
|
|
|
|
|||||||||
гия |
сигнала |
более |
чем в |
|
/ |
/ |
1 |
I |
||||
Hk ä 7,5 раза |
превышает |
|
/ / |
1 |
I |
|||||||
ее значение, |
минимально |
р s |
|
|
|
I |
||||||
' |
/ / |
1 |
I |
|||||||||
необходимое |
для |
обнару |
|
|||||||||
жения |
на |
фоне |
|
шума. |
|
ioJj |
|
I |
||||
Это превышение достаточно |
|
|
|
|
I |
|||||||
только |
при |
оптимальной |
|
/ |
/ |
* |
I |
|||||
обработке. |
|
|
|
|
|
/ |
o o |
|
I |
|||
В |
случае же согласован |
|
7 |
|
/ |
I |
||||||
ной |
обработки |
коэффици- |
|
|
2 |
|||||||
|
1 |
|
|
|
||||||||
ент |
использования |
энергии |
|
|
|
|
ѳо |
|||||
будет существенно |
|
ниже. |
Рис. 2.1.6. График зависимости коэффициен |
|||||||||
Под |
воздействием |
мешаю |
та использования энергии |
от относительного |
||||||||
щих |
колебаний суммарная |
разноса источников полезного и мешающего |
||||||||||
|
сигналов при оптимальной обработке. |
|||||||||||
мощность шума |
и колеба |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
||||||||
ний |
на |
выходе |
схемы со |
|
|
|
|
|
гласованной обработки увеличивается в 1 + кВ2 (Ѳ2, 0Х) раз, а ин тенсивность полезного сигнала не меняется. Коэффициент использова ния энергии при согласованной обработке, таким образом, будет
1 |
|
К |
|
1 + кГ2(Ѳ2, Ѳі) |
|
Если X -э- оо, то коэффициент использования /ггогл — 0, |
в то вре |
мя как коэффициент использования k при оптимальной |
обработке |
(26) имеет конечное значение (28). Преимущество оптимальной обра ботки перед согласованной связано с целенаправленной настройкой систем обработки применительно к имеющим место помеховым ситуа циям, а именно с образованием провалов в характеристиках направлен ности, ориентированных на источники мешающих колебаний. От
ношение |
(32) |
В - k!kr |
§ 2 . 1. 4 . |
203 |
будем называть выигрышем оптимальной обработки по сравнению с со гласованной.
Соотношения (1), (4), (6), (14), (14а) можно использовать для р а з- р ы в н ы X раскрывов [56, 147]. Например, для симметричного рас крыва в виде двух элементов длины / с разносом L между центрами (с разрывом L — I) автокорреляционная функция будет
|
Р (Ö, 0') = F (0, 0') = |
F, (0, 0') |
Fl (0, |
0'). |
|
(33) |
|||
Здесь Fi (0, |
0') — характеристика направленности раскрыва длины I, |
||||||||
согласованная |
в направлении 0' |
и |
определяемая (27); |
F t (0, |
0') — |
||||
характеристика |
направленности |
системы двух |
ненаправленных |
излу- |
|||||
чателей, согласованная в направлении |
Ѳ', F t(0 , O') = |
cos |
3TjCy |
(cos 0 — |
|||||
— |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
ІЛо |
|
|
— cos 0')j. |
Возможности разрешения двух |
целей |
в |
ряде |
случаев |
||||
определяются не только размером /, |
но и L. |
|
|
|
|
|
§2.1.5. ОСОБЕННОСТИ ОБРАБОТКИ ПРИНИМАЕМЫХ КОЛЕБАНИИ
ВУСЛОВИЯХ ИЗОТРОПНОГО ШУМОВОГО ПОЛЯ (ДВУХЭЛЕМЕНТНАЯ
СИСТЕМА)
Рассмотрим дискретную антенную систему из двух приемных элементов. Пусть, кроме стационарного во времени шума, другие мешающие колебания от сутствуют. Найдем и сравним алгоритмы оптимальной обработки принимаемых колебаний при двух предположениях о шуме в элементах антенны:
—шум наводится изотропным внешним полем, шумовые напряжения элемен тов в этом случае коррелированы;
—шумы в элементах независимы, что является аналогом дельта-корреля ции шумовых напряжений вдоль непрерывного раскрыва. Такой случай соот ветствует преобладанию шумов входных элементов приемника над наводимыми
шумовыми напряжениями.
Расстояние I между элементами антенны может быть различным; интересен случай, когда оно меньше длины волны Я0. Волну от полезного сигнала считаем плоской, направление на источник сигнала составляет угол Ѳ0 с прямой, соеди няющей элементы антенны. Сам полезный сигнал считаем узкополосным.
Расчетные соотношения для рассматриваемого случая получим из соотно
шения [(13), §2.1.1], |
полагая, что N0 — спектральная |
плотность внутриприем- |
|||
ных шумов. |
|
р0 = 2, |
f/1>2 (t) = |
U (t) Ult2 (Ѳ0). |
Учитывая |
В этом соотношении положим |
|||||
узкополосность сигнала, заменяем далее |
|
|
|
||
ф ц « , |
^) = Ф22(І, |
s) = (Уо~Г |
внеш) Ь (t — s), |
(1) |
|
Ф12 ((> |
s ) = ® 2i((, |
s) ж (уѴ0-|-У0 В11еш) Ф 6 (/—s), |
(2) |
где /Ѵовнеш — спектральная плотность мощности внешнего шума, а Ф — коэф фициент корреляции шумовых напряжений каналов. Отыскивая решающие
функции в виде
Fi ,2 (О—(і |
тти/F o)-1U ( i ) ^ , 2(0o), |
систему интегральных уравнений [(13), §2.1.11] сведем к алгебраической для весовых коэффициентов антенной обработки RL= R: (Ѳ0) и R2 = R2 (Qo)> a имен но к
Я,-]- ®/?2=t/i(0o),
(3)
Ф**!-]- R2 = U2 (Qo)-
204 |
§ 2.1.5. |
В ее правой части стоят весовЫе множители ожидаемых сигналов в элементах антенны. Значение Ф можно вычислить, в частности, если известны Ф12 (t, s), Фи (t, s). Проинтегрировав уравнеиия(Г), (2) по t и поделив найденные выраже ния, получим
СО |
/ |
с с |
|
Ф = J |
Ф12((, s) dt I |
J фц (/, s)dt. |
(4) |
-----OO |
/ |
-----CO |
|
Когда преобладает внешний шум, входящие в (4) функции корреляции напря жений определяются рассмотренными в §2.1.3 функциями корреляции для на пряженностей поля
Фіг ((, s) = ®c ( l ,i —s) |
|
и Фи (К s) = Фс (0, t — s). |
(5) |
|
Из (4), (5) и [(4), § 2.1.3] для данного случая получим |
|
|||
Ф= sin |
|
2лі |
2лі |
(6) |
|
Xq |
Ао |
||
|
|
|
||
Решая систему уравнений (3), будем иметь |
|
|
||
_ Ui (Ѳ0)— Ф £/г(0о) |
|
_ _ ^(Ѳо)-Ф ^(Ѳо) |
|
|
1— фЗ |
’ |
|
1—Ф2 |
|
Алгоритм оптимального обнаружения сводится к сравнению с порогом моду |
||||
ля линейной комбинации принимаемых колебаний |
|
|||
Z = | 67щр |
“Р £^2прÄ2 I- |
|
Если принимаемые колебания приходят от источника сигнала с угловой коор
динатой 0, а шумы не действуют, предыдущее выражение переходит в |
|
|
||||||||||
|
2сиг(Ѳ, |
Ѳ0) = |
|^і(Ѳ)*І(Ѳо) + |
І/2(Ѳ)*;(Ѳ0)|. |
|
|
(7) |
|||||
Выражение (7) определяет |
ненормированную |
характеристику |
направленности |
|||||||||
двухэлементной |
приемной |
антенны при |
оптимальных |
весовых |
коэффициентах. |
|||||||
Подставляя значения коэффициентов в |
выражения £71і2 (Ѳ) = |
U0е+ 'nl cos ѳ^ °, |
||||||||||
находим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos |
Глі |
(cos Ѳ— cos Ѳ0) — Ф cos |
ЛІ |
|
]|- |
8 |
||||
Zcitr (ѲI Ѳо) — 1—Ф2 |
|
— |
— (COS0+COS Ѳо) |
|||||||||
|
L |
|
|
|
|
|
|
( ) |
||||
Если расстояние между приемными |
элементами I > Я0, то согласно (6) Ф = |
|||||||||||
= Фс (0, /) Ä 0. |
Решение (8) |
принимает тогда вид |
|
|
|
|
||||||
|
Zcur (ö I |
Ѳо) ~ |
26/g COS |
Г |
лі |
„ |
„ /1 |
|
|
(9) |
||
|
_ |
—— (cos 0 — cos Ѳ0) |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
T-о |
|
J |
|
|
|
такой же, как и в случае некоррелированных источников шумов, подключенных к разным элементам раскрыва.
Наоборот, в случае I < Х0 модель равновесного шума характеризуется сильной корреляцией
при это м
лі |
Л І |
\ 2 |
cos A.Q (cos 0 ± cos Ѳ0) |
2 — |
J (cos Ѳ± cos Ѳ0)2. |
§ 2. 1.5. |
205 |
так что
^cnr (Q ’Oo) ~ C5 I 1 |
2cos 0 cos 0O|. |
(10) |
В случае некоррелированного шума (Ф ä 0) при I < Я 0 получился бы иной результат
2С1ІГ(0, Ѳ0) » 2С„ = const.
Для сравнения на рис. 2.1.7 представлены оптимальные характеристики направленности двухэлементной антенны (/ < А0) в случае равновесного (сплош ная линия) и дельта-коррелированного шума (пунктир) при Ѳ0 = 0 , Ѳ0 = 90°
и 0О= 180°.
Ѳ0=0° Ѳ0=90° Ѳ0=Г6й°
Рис. 2.1.7. Оптимальные характеристики направленности двухэлементной ан тенны в случае равновесного (сплошная линия) и дельта-коррелированного шума
(пунктир); Ѳ0 — угловая координата источника полезного сигнала |
I; < Я0. |
||
В случае р а в н о в е с н о г о |
ш у м а при первом и третьем значении Ѳ0 |
||
целесообразна определенная н а п р а в л е н н о с т ь |
приема. |
|
|
В случае же дельта-коррелированного шума и |
I < Я0 согласованным яв |
||
ляется н е н а п р а в л е н н ы й |
прием; колебания, |
принимаемые |
элементами |
от источника полезного излучения, суммируются практически в фазе.
Из рис. 2.1.7, таким образом, следует, что для раскрывов, размеры которых малы по сравнению с длиной волны, может сказываться различие моделей изо тропного и дельта-коррелированного шума.
§ 2.1.6. РАЗРЕШЕНИЕ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ («ОБЪЕМНЫХ») РАСКРЫВАХ
Рассмотрение проведем в предположении, что шумы дельта-кор- релированы по поверхности (объему) раскрыва и справедливо соот ношение [(1), §2.1.3]. Вместо интегрального уравнения [(2), §2.1.4] в этом случае получим уравнение с интегрированием по поверхности
со
R(r, ( ) + ^ 5 ( г х) $ Ф (г, гѵ і, т) /?(гх, т) dx — Е (г, t)
S —-со
или же-аналогичное уравнение с интегрированием по объему. Соот ветственно и интегралы в [(2), (4), (6)—(8), §2.1.4] становятся поверх ностными или объемными.
Проанализируем в этой связи разрешение двух плоских волн, от личающихся направлениями прихода, осуществляемое по данным о суммарном поле сигналов и шума на п л о с к о м раскрыве. Вре менные различия огибающих сигналов в центре и на краях раскрыва, как и в § 2.1.4, не учитываются.
266 |
§ 2.1.6. |
Возьмем, |
например, |
плоский |
прямоугольный |
раскрыв —а/2 ^ |
||
X ^ |
а/2, |
— Ы2 ^ у ^ |
Ы2, |
радиус-вектор |
произвольной |
его |
точки |
г (х, |
у) = А'хи + уу°. На |
раскрыв падает |
плоская волна |
от |
источника излучения, характеризуемого сферическими координатами
ер, 0 |
и |
единичным радиус-вектором г° (ср, |
Ѳ) = (х° cos ср + |
у0 sin ф) х |
xsin |
0 |
-j- z° cos 0. Распределение ее поля по раскрыву определяется |
||
выражением |
г° (ф, 0) |
|
||
или |
|
Е(х, у) —Е0еІ — г |
( 1) |
|
|
|
|
|
|
|
|
/ — (А- cos ф + f/ s i n Ф) s i n Ѳ |
(2) |
|
|
|
Е(х, у) = Е 0е |
|
Полагая, что антенна согласована с плоской гармонической вол ной, приходящей от источника с угловыми координатами ф', 0', пред ставим решающую функцию корреляционной обработки в виде
R(x, у) — Е(х, у) |ф=ф', 0= 0'.
Нормированное выходное напряжение подобной схемы сводится ана логично [(27), §2.1.4] к двумерной характеристике направленности согласованного приема
а/2
|
|
|
|
|
F( ф, ф', 0, 0') = — |
|
Г d x x |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ab |
J |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
—а/2 |
|
|
|
|
X |
^ |
/ — [ a ( c o s ф > і п Ѳ — c o s ф ' s i n ф ' ) - p y ( s i n ф s i n Ѳ — s i n ф ' s i n Ѳ ' ) ] |
(3) |
|||||||||||
е *■» |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
dy |
||||
|
—Ь/2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
и приводится |
к |
виду |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
s i n |
- — ( c o s ф s i n |
0 — COS ф ' s i n |
0 ' ) |
|
|||
|
|
F( ф, |
ф', ѳ, Ѳ') = |
|
|
. *o |
|
|
___. X |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
•I |
tu - |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
— |
( c o s ф s i n |
0 |
— COS ф |
s i n 0 |
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
л^о |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s i n — |
|
( s i n ф s i n 0 — s i n ф ' s i n 0 ' ) . |
|
|
|
||||
|
|
|
|
X |
. A |
p _________ |
|
. |
|
|
( 4 ) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
— |
( s i n Ф s i n 0 — s i n ф ' s i n Ѳ ' ) |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
A0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Коэффициент корреляции распределений поля по раскрыву, ана |
||||||||||||||
логичный |
[(19), |
§2.1.4], |
будет |
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
Р ( Ф , Ѵ , |
Ѳ. |
Ѳ') = I -F |
(ф, ф', 0, |
Ѳ')|. |
(5) |
|||||
Перейдем |
к |
плоскому |
|
к р у г л о м у |
раскрыву радиуса а. Раз |
|||||||||
ность |
хода определяется |
|
в |
этом случае |
скалярным |
произведением |
||||||||
* г (х, у) г° (ф, 0), где г (х, |
у) |
— г cos ф х° + г sin ф у0. Здесь г, |
ф — |
§ 2.1.6. |
207 |
полярные координаты точки раскрыва. Элемент площади раскрыва при этом будет rdrdty.
' Аналогично (3) найдем
|
а |
|
|
F (Ф, Ф', Ѳ, Ѳ') = - М , d r x |
|
|
ла- J |
|
|
о |
|
2л |
. 2 л г j-^cos ф sin 0 —cos ф' sin 0") cos ip — (sin ф sin 0 — sin ф' |
sin Ѳ ') sin iji] |
XJ |
e |
d\J). |
Используя табличные интегралы |
|
|
|
2л |
|
|
JL j e iA cos <ф - I M ^ = Jo (Л), I r J0 (Br) dr = ^ |
(Да) |
|
|
в |
где JQ(А), J1 (А) — функции Бесселя первого рода нулевого и пер вого порядка, окончательно получаем
^(ф. ф', |
Ѳ. |
0') = Р(Ф. ф'» 0. Ѳ')= |
|
||
= А ^ < 2 (ф , |
ф', |
Ѳ, 0 ')j; |
<3(ф. ф', |
0, o') |
(6) |
L |
|
|
|
|
|
|
<2(Ф, ф ', в , |
0 ' ) = |
|
|
|
= Y (cos ф sin 0 — COS ф' sin Ѳ')2 + |
(sin ф sin 0—sin ф' sin Ѳ')2 = |
|
|||
= У sin2 0—2 sin 0 sin 0' cos (ф—ф') + |
зіп2 0 '. |
|
Если наряду с полезным имеется мешающий сигнал от удаленного источника с угловыми координатами фь Ѳ2, то по аналогии с [(26), § 2.1.4] можно записать (характеристики (4), (6) —вещественные)
(ф, Ѳ) = F (ф , ф 2, 0, Ѳ2) —
— jq ^ F (фа, фх, 02, ѳ2) F (ф, ф2, 0, Ѳі), |
(7) |
где ф2, 02 — угловые координаты источника полезных колебаний. Ко эффициент использования энергии при этом будет
k — 1 — |
F2 (ф2, фх, 02, 0Х). |
(8) |
|
1 -1- X |
|
Как и одномерная характеристика направленности [(26), §2.1.4], дву мерная оптимальная характеристика направленности (7) имеет про вал, ориентированный на источник мешающих колебаний ф = ср1г Ѳ = Ѳх. Этот провал иллюстрируется с помощью линий постоянного уровня на рис. 2.1.8 для круглого раскрыва.
208 |
§ 2.1.6. |