Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:патенты / Сборник патентов_4644
.pdf
========================================
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ GB260067A
[]
Второе издание
Дата подачи заявки на патент: 1973 г., № 20351/25. Заявка принята: 28 октября 1926 г.
ПОЛНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ.
Усовершенствования в системах модуляции для электрической сигнализации.
(Сообщение от компании BELL TELEPHONE LABORATORIES, INCORPORATED, корпорации штата Нью-Йорк,
Соединенные Штаты Америки, с основным местом деятельности по адресу: 463, Вест-стрит, Нью-Йорк, штат
Нью-Йорк, Соединенные Штаты Америки).
Мы, компания WESTERN ELECTRIC COMPANY, LIMITED, расположенная по адресу: Connaught House,
Aldwych, London, W G 2, England, британская компания, настоящим заявляем о характере данного
изобретения и о способе его осуществления, которые будут подробно описаны и установлены в следующем
заявлении:
Данное изобретение относится к системе модуляции и, в частности, к системе модуляции для получения
модулированной волны, имеющей одну боковую полосу.
В обычном случае боковые полосы формируются простой модуляцией, то есть одним модулирующим шагом,
причем модулирующие частоты относятся к числу тех, которые обычно используются при передаче сигналов.
Если требуется использовать только одну боковую полосу и применять описанный выше метод, достигается
практический предел несущей частоты, который меньше частоты, обычно требуемой для радиопередачи.
Было установлено, что этот предел составляет порядка 30 000 циклов. Соответственно, для получения
однополосной составляющей несущей радиоволны простой модуляции и селекции недостаточно.
Целью данного изобретения является разработка усовершенствованных методов и средств получения
модулированной несущей волны с одной боковой полосой, а также достижение указанной цели с помощью
методов и средств, эффективность которых не зависит от критического значения несущей частоты или от
величины, включающей несущую частоту.
Метод включает в себя создание двух пар боковых полос с использованием отдельных высокочастотных
модулирующих цепей, но с одинаковыми несущей и модулирующими частотами, причем эти 4 пары боковых
полос связаны таким образом, что фазы составляющих тока в двух боковых полосах, по одной из каждой
пары, равны, а фазы составляющих в оставшихся боковых полосах противоположны. Две пары боковых
полос, таким образом связанных, накладываются друг на друга, в результате чего одна боковая полоса
уравновешивается, а амплитуды составляющих в другой боковой полосе удваиваются.
Необходимое соотношение фаз для составляющих тока в двух парах боковых полос достигается за счет
использования определенных критических фазовых соотношений между F — несущей и модулирующими
потенциалами, которые приложены к соответствующим модуляторам. Это соотношение может быть
выполнено, например, путем отклонения фаз несущих потенциалов для i-х двух модуляторов друг от друга на
девяносто электрических градусов, и аналогичного отклонения фаз соответствующих модулирующих
потенциалов на девяносто градусов. Это основано на предположении, что в каждой модулирующей цепи
используется модуляция второго порядка, то есть модуляция, приводящая к боковым полосам, в которых
частоты обозначаются mp плюс и минус q, а m равно единице, p и q обозначают соответственно несущую и
модулирующую частоты. Могут использоваться и другие порядки или методы модуляции, приводящие к
боковым полосам того же типа, но в которых m больше единицы, которые могут быть одинаковыми или
различными в двух модулирующих цепях и которые могут требовать различных соотношений фаз
приложенных потенциалов. Конечно, если в одной или нескольких модулирующих цепях используется
модуляция, отличная от модуляции второго порядка, Необходимо, чтобы частоты приложенных потенциалов
носителей имели правильную гармонику, поэтому СПЕЦИФИКАЦИЯ 260067 r -.
L; mp260,067 взаимосвязи друг с другом или с желаемой частотой mp для обеспечения того, чтобы частоты
были одинаковыми для двух пар результирующих боковых полос. Общее решение способа изобретения для
получения одиночных боковых полос, а также несколько частных решений, включая конкретно упомянутое
выше, будут подробно описаны в подробном описании. Общей характеристикой всех этих решений является
то, что они требуют равномерного относительного фазового сдвига всех частот в модулирующей волне.
Предложенное в данном изобретении решение проблемы равномерного фазового сдвига не может быть
рассмотрено иначе, чем с помощью подробного математического доказательства. Поэтому на данный момент
достаточно сказать, что оно зависит от того, что для некоторых фильтрующих цепей фазовый сдвиг на секцию
изменяется почти равномерно по всему диапазону передачи, и что наклон кривой фазового сдвига в
зависимости от частоты является функцией диапазона передачи фильтра и количества секций.
Модулирующая схема разветвляется. Фильтры включены в разветвленные цепи. Эти фильтры различаются
по ширине полосы пропускания и количеству секций, в результате чего, хотя ни в одной из разветвленных
цепей не происходит равномерного фазового сдвига, происходит равномерный относительный фазовый сдвиг
между компонентами, передаваемыми фильтрами в двух цепях.
Изобретение может быть лучше понято из следующего подробного описания, если рассматривать его в связи
с прилагаемым чертежом, на котором фиг. 1 иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления
изобретения, а фиг. 2 содержит некоторые характеристические кривые, частично выполненные в масштабе и
используемые для объяснения работы изобретения. В описании данной системы изобретения и способа ее
работы со ссылкой на чертеж некоторые результаты будут предполагаться без доказательства или, по
крайней мере, без количественных данных. Это упущение будет затем восполнено математическим
доказательством, в котором будут разработаны необходимые условия для осуществления равномерного
относительного фазового сдвига полосы частот и их применения в системе для получения одной
модулированной боковой полосы.
Обращаясь теперь к рисунку, элементы, промежуточные между цепями 1 и 2, взаимодействуют, создавая в
цепи 2 однополосную несущую волну, возникающую в результате модуляции волны от источника несущей 3
модулирующими волнами из цепи 1. Условия, обосновывающие выбор частот для цепи 1, будут объяснены
более подробно позже.
Полоса частот из схемы 1 после повышения до желаемого значения путем 70 комбинации с одночастотным
сигналом от источника 11 в модуляторе M 3 затем передается через полосовой фильтр F 3. Цель этого
фильтра, причина которого будет ясна 75 позже, состоит в том, чтобы ограничить частоты, которые будут
впоследствии использоваться для модуляции в модуляторах 3 M 1 и M 32, как можно более узкой полосой,
соответствующей желаемой степени передачи. Операция повышения 80 является подготовительной к
последующим операциям. Хотя, как будет объяснено позже, эта операция способствует большей точности
получения желаемого равномерного относительного фазового сдвига, 85 от нее можно отказаться при
надлежащих условиях без серьезных потерь.
Эти условия будут указаны позже. Токи, проходящие через фильтр F3, протекают в ответвлениях 5 и 6,
которые содержат соответственно полосовые фильтры F1 и F2. В показанной схеме ответвлений выводы двух
фильтров соединены последовательно. Эквивалентная схема была бы получена, если бы эти выводы были
соединены параллельно, как это хорошо известно. Токи в этих ответвлениях подаются соответственно на
модуляторы MI1 и MI512, в которых они объединяются с несущим током 100 от источника 3. Эти несущие токи
усиливаются в усилителях A1 и A2 соответственно и подаются на модуляторы через трансформаторы 7 и 8.
-В представленной схеме предполагается, что в модуляторах MI 1 и 3 12 происходит модуляция второго
порядка oc 3. Для этого конкретного случая необходимо, чтобы получить требуемое соотношение фаз в
результирующих парах боковых полос 110, чтобы несущие волны, подаваемые на два модулятора,
относительно отличались друг от друга на девяносто электрических градусов. Этот результат достигается
путем подачи токов от источника 3 115 на усилители A 1 и A 2 соответственно через конденсатор 9 и резистор
10.
Использование этих двух различных типов цепей, создающих потенциал, обеспечивает желаемое
квадратурное соотношение создаваемых потенциалов.
Также требуется, как для предполагаемого случая, так и для других возможных случаев, чтобы для каждой из
модулирующих частот 125 в схемах 5 и 6 существовала разность фаз в девяносто градусов. Это достигается
путем соответствующего выбора количества фильтрующих секций и диапазонов пропускания фильтров F1 и
F2. Конкретные теоретические соотношения, определяющие эти величины, будут рассмотрены в отдельном
разделе позже.
Различные элементы схемы, включая усилители и модуляторы, представляют собой старые и традиционные
типы.
Таким образом, дальнейшее их описание не считается необходимым.
Учитывая вышеизложенное соотношение фаз частотных составляющих, подаваемых на два модулятора, в
результате в выходных цепях этих модуляторов появятся две пары боковых полос. Две боковые полосы, по
одной из каждой пары, будут иметь одинаковую фазу. Фазы составляющих в двух других боковых полосах
будут противоположными.
Таким образом, путем наложения этих двух пар боковых полос в схеме 2, одна боковая полоса каждой пары
может быть сбалансирована, а остальные боковые полосы арифметически сложены. Это приводит к
желаемому результату, то есть к получению модулированной волны с одной боковой полосой. В зависимости
от поляризации трансформаторов Т1 и Т2, результирующая боковая полоса может быть верхней или нижней
боковой полосой несущей волны. Помимо соблюдения требуемого выше точного фазового соотношения,
также необходимо, чтобы амплитуды компонентов двух пар боковых полос были равны. Обычно это
достигается за счет использования идентичных устройств в двух симметричных путях системы. Однако
элементы могут несколько отличаться друг от друга, и в этом случае амплитуды могут быть выровнены путем
регулировки усилителей и модуляторов в соответствии с общепринятой практикой.
Хотя выше предполагалось, что в двух ветвях используется модуляция второго порядка, принципы
изобретения не исключают использования модуляции более высокого порядка в двух ветвях или модуляции
второго порядка в одной ветви и модуляции более высокого порядка в другой. Однако, чтобы результирующие
боковые полосы имели желаемую частоту, необходимо позаботиться о том, чтобы несущая частота волны от
источника 3 имела надлежащее субгармоническое соотношение с желаемой частотой rnp в выходной цепи
данного модулятора, если в рассматриваемом модуляторе используется не обычная модуляция второго
порядка. Также, если боковые полосы получаются типа mp плюс и минус q, в которых m различно в случаях
двух модуляторов, необходимо позаботиться о том, чтобы на оба модулятора подавались волны частоты mp,
имеющие надлежащее гармоническое соотношение. Например, если в модуляторе используется модуляция
второго порядка для подачи на модулятор M2 первой четной гармоники частоты волны от источника 3 и для
подачи на модулятор M1 основной частоты волны от этого источника, в системе, работающей таким образом,
усилитель A 2 можно перегрузить, чтобы он функционировал как генератор гармоник. Для этой конкретной
системы модуляции, а также для других модификаций, использующих модуляцию, отличную от модуляции
второго порядка в каждой ветви, необходимо использовать фазовое соотношение заданных частот, отличное
от описанного. Условия, которые должны быть выполнены в каждом из этих случаев или в общем случае,
будут подробно объяснены ниже.
THEO Rl IE Tic AL BASIS FOR Ti Ee METHOD OF PRODUCING A Ul IFORI RELATIVE PHASE Su IFT FOR A
BAND OF FREQUENCE.
Данный анализ будет в значительной степени основан на материалах следующих публикаций: статья
Кэмпбелла под названием «Физические принципы электрического волнового фильтра» в ноябрьском номере
журнала Bell System Technical Journal за 1922 год; статья Зобеля под названием «Теория и проектирование
однородных и составных электрических волновых фильтров» в январском номере того же журнала за 1923
год; и британский патент № 142115.
Некоторые из формул, приведенных здесь без доказательств, доказаны в одной из вышеупомянутых
публикаций; остальные хорошо известны специалистам в данной области, и их доказательства опущены в
данном описании, поскольку они легко доступны в стандартных источниках.
В любой итеративной сети, типичным примером которой является волновой фильтр 105, выходной ток секции
связан с входным током секции коэффициентом пропорциональности l A + j B, где A + j B — постоянная
распространения, A — постоянная затухания, а B — фазовый угол (или фазовая постоянная).
Для любого фильтра лестничного типа, включая тип, показанный на чертеже, постоянная распространения
115 r =A +j B=cosht' ( l+) 2 Z 2 ' y Z 2, где Z 1 и Z 2 — соответственно последовательное и параллельное
сопротивление на секцию.
Для токов с частотами в пределах диапазона передачи 120, если элементы импеданса не имеют
сопротивления A f M 2, и используется модуляция третьего порядка = в модуляторе M 1, то необходимо,
чтобы эти токи передавались 260,067 260,067 без затухания. Это условие может быть точно
аппроксимировано на практике с помощью хорошо спроектированных фильтров.
В этом случае B-cos( +).
( 1) Предлагается, начиная с уравнения ( 1), сначала определить частотную характеристику фазового угла
раскрываемого типа фильтра в терминах частот ограничения диапазона передачи и частоты, при которой
фазовый угол на секцию равен Для раскрываемого типа фильтра можно показать, что f 2 f 12 f=-4 1 15, где f —
заданная частота, а fl и f 2 — соответственно нижняя и верхняя частоты среза.
Следовательно, 1 +X 7 1 _ 2 f 2 -f 12 _f 22 +f 12 _ 2 f 2 22 f 22-f 12 f 22 f 2 Частота f 0, при которой фазовый угол
равен k, может быть найдена из уравнения (1) следующим образом: 2 cos B = 1 + 2, следовательно, для
предполагаемого фазового угла 25 cos 121 = 1 + yn 2 cos = 1 + O 2 2, где y O — значение y для частоты f o.
Toa 2 = -2 Это значение y o 2, подставленное в уравнение (2), дает f 12 + f 2 2 Объединяя это уравнение с
уравнениями (1) и (2), получаем L 2 2 B cos-1 2 f 2 2 f 2 -12 Из стандартного разложения арккосинуса угла
следует, что (3) El fo 2 f 2 _ 23 Если ls 2 13 /f oa-f 3 3 s 2 _ f 6 f 2 j fj 6 f-f 2 40 2 2} Пусть fo 2-f?
2
=a и f 22 -fi 2 = b Обратите внимание, что a является функцией частотного интервала между частотой, на
которой фазовый угол равен 1, и fre_, на которой фазовый угол равен 3, а также переменной частоты и этой
функции пределов передачи.
Подставляя в уравнение (3) bis a range 45 B a 23 as 25 x 3 as 2 b 6 b 3 40 ba Предположим, что в двух
фильтрах F 1 и F 2 соответственно имеется N 1 и N 2 секций, причем nj — большее из них. Индексы,
введенные после, относятся к этим соответствующим фильтрам. Тогда на этот раз будут фильтры.
a 23 as Bl= % l 2 nit Y 6 j njb 3 2 _Ia and B -2 a 23 as B 2 2 nz -2 N 2 % nz Величина a имеет одинаковое значение
для обоих фильтров, если fo одинакова для обоих фильтров, как будет предполагаться и как предусмотрено в
практических методах проектирования, которые будут объяснены позже. Значения bs будут разными для
фильтров с разными диапазонами пропускания, как также будет предполагаться в этом случае и как указано
65 с помощью разных индексов.
Относительный фазовый сдвиг будет равен BU 2 b 2 2 _ = b 2 6 2 b b 3 260,067. Цель состоит в том, чтобы
сделать B 1 B 2 в этом уравнении равномерным для всех частот в полосе, создаваемой фильтром F 3, в
первом приближении. Эта цель будет достигнута, если члены уравнения, содержащие a (то есть те, которые
являются функцией f), будут равны нулю. Тогда получится равномерный относительный фазовый сдвиг (n 1-n
2). Поскольку N и N 2 ограничены целыми значениями, сдвиг будет ограничен кратными 2, то есть кратными
девяноста электрическим градусам. На практике, поскольку четыре сдвига на девяносто градусов или кратное
им значение будут эквивалентны нулевому сдвигу, и поскольку другие четные кратные сдвиги могут быть
одинаково хорошо выполнены трансформаторами, потребуется нечетное число сдвигов на девяносто
градусов, что потребует, чтобы два фильтра отличались на нечетное число секций. Для использования в
описанной системе однополосного синтеза, которая требует сдвига на девяносто градусов, они будут
отличаться на одну секцию. В оставшейся части анализа это условие будет считаться выполненным.
Будет показано, что второй член уравнения можно сделать равным нулю. Поскольку оставшиеся члены,
содержащие более высокие степени a, имеют или могут иметь путем соответствующего выбора фильтров
чрезвычайно малые значения, результат является очень близким приближением к желаемому равномерному
относительному сдвигу.
f 22 + f 222 и, соответственно, условия следующие: 1 12 = и n__l = bor N = b 40 orn 2b 2. Решение этих
уравнений определит основные характеристики фильтров, обеспечивающие желаемую разность фаз,
поскольку эта разность определяется собственными свойствами фильтров. Однако в практическом случае
решение потребует учета оконечных импедансов. Например, если оконечные импедансы, которые
предпочтительно являются сопротивлениями, равны, и если импедансы фильтров почти равны на важных
частотах, то эффект отражения будет практически одинаковым и будет компенсировать друг друга.
Будет проведено пробное решение с определенными константами, выбранными более или менее
произвольно, после чего будут построены кривые фазового сдвига и импеданса для этого случая, чтобы
проверить точность решения. В общем случае окажется, что лучше всего выбрать значение, находящееся в
пределах полосы заданных частот, и выбрать диапазон пропускания фильтра с более узким диапазоном,
равный в три-четыре раза ширине этой полосы. Фильтр с более узким диапазоном будет тем, который имеет
меньшее количество секций, то есть фильтр F2. Пределы диапазона пропускания должны соответствовать
для каждого фильтра выведенному выше соотношению.
ff 2 l+f 22 f ot -r 2 или, для соответствующих фильтров, fo 22 + f 212 = 2 ( 4) -Если fm равно геометрическому
среднему частот среза, так что -fam =l x f 2 A, то приведенную выше формулу можно удобнее использовать
для определения частот среза, подставив в нее значение, чтобы получить f 02 f 2 2 = (fi 2 J 22) и f 02 _ f 2 1 =
(Al f 2)2. В качестве реального примера предположим, что полоса заданных частот простирается от 12 000 до
15 000 Гц, и $ 5, что мы выберем fo равным 14 000 Гц.
Пусть ширина более узкого диапазона составляет 9000 Гц, то есть в три раза больше ширины нанесенной
полосы.
Тогда f o 2-f 2 (= 0002 0 M 2, J N 22 f 2 _ ( 9000)= ( 14,00 0)a ( 9000) = 12,5002 приблизительно.
0 2 2 ( 5) Теперь эти 260 067 уравнений ( 4) и ( 5) можно решить относительно f 12 и f 22, получив f A 2 8775 f
22717 775 Также b 2 =f 222-f 122 = 238 x 106.
Предположим, что фильтр более узкого диапазона F2 имеет две секции, а фильтр F1 — три секции.
Поскольку, как объяснено выше, I 2 b 2 In b O b l 3 3 xf 2 2 _ f 112 c bl= b b -= 238 x i 01 = 357 x 106 f 2-f 2 In 2 2
21 Поскольку fo одинаков для обоих фильтров fi 2 + fn = ( 14,0 00)2 ( 7) 2 :Решая уравнения ( 6) и ( 7), получаем
f 21 = 19,350 c p s.
f, = 4180 c p s.
-Важные особенности конструкции двух фильтров определяются значениями констант, полученными выше.
Для проверки правильности выбора более или менее произвольно подобранных величин были построены
кривые, представленные на рис. 2. На этом рисунке по оси абсцисс отложены частоты, а по оси ординат —
фазовые углы или импедансы.
Сплошные линии представляют собой характеристики фазового угла двух фильтров F1 и F2, обозначенные
соответственно B1 и B2. Пунктирные линии представляют собой соответствующие характеристики импеданса,
кривые K1 и K2 соответствуют фильтрам F1 и F2 соответственно. Диапазон частот заданной полосы частот
обозначен по оси абсцисс как fb. Поскольку фильтры имеют одинаковый тип, из уравнений Кэмпбелла
следует, что равные фазовые углы на секцию соответствуют равным импедансам. Соответственно, для
частоты, на которой кривые импеданса пересекаются, фазовые углы на секцию равны. Но эта частота была
выбрана такой, при которой индивидуальные фазовые углы равны 2-i. Следовательно, она соответствует
частоте, на которой разность фаз равна. Эффекты отражения уменьшатся по мере того, как характеристики
импеданса станут более близкими друг к другу в диапазоне заданной полосы частот.
Характеристики фазового угла были определены на основе вышерассчитанных значений частот среза, зная,
что для 4 типов фильтров, показанных на рис. 1, фазовый угол изменяется от 0 до i U на секцию. Показанное
отклонение от линейности этих характеристик обусловлено незначительным влиянием членов более высокого
порядка 60 в уравнении фазового угла-частоты.
Очевидно, что две характеристики в целом параллельны и разделены. Нелинейность не оказывает
существенного влияния на параллельность характеристик в заданном частотном диапазоне по той причине,
что этот диапазон мал по сравнению с диапазонами передачи фильтров и потому что он занимает положение,
близкое к центру этих диапазонов. Подобным образом рассуждений очевидно, что менее благоприятные
результаты были бы получены при использовании самой голосовой полосы вместо подготовленной, т.е.
расширенной, голосовой полосы. Характеристики импеданса были определены по формулам, приведенным
Кэмпбеллом. Очевидно, что выбор диапазона, занимаемого заданной полосой, и выбор фильтра, сделанный
для первого испытания, были удачными с точки зрения равномерного относительного фазового сдвига,
подверженного влиянию отражения, поскольку импедансы равны на частоте f0 и почти равны в этой
окрестности, и поскольку эта частота f0 была выбрана в пределах заданной частотной полосы.
Из характеристик также очевидно, что в заданном диапазоне заданных частот, по мере увеличения числа 90
участков и, следовательно, наклона характеристик фазового угла, эффекты отражения, обусловленные
неравенством импедансов, становятся менее значимыми.
Если бы использовалось достаточное количество секций (95), результаты, сопоставимые с результатами,
полученными в приведенном примере, можно было бы получить при использовании голосовой полосы. В
реальном случае это, вероятно, потребовало бы фильтров, имеющих не менее двадцати секций (100),
отличающихся, как в приведенном случае, на одну секцию. Очевидно, что фильтр F3 может способствовать
этому результату, устраняя как можно большую часть голосовой полосы на ее нижнем (105) краю, чтобы
обеспечить как можно большее отношение диапазона передачи более узкого фильтра к диапазону заданной
полосы частот. Он может аналогичным образом способствовать, когда используется ступенчатая полоса,
ограничивая ширину этой полосы до минимально возможного предела для разборчивой передачи.
В той мере, в которой полоса сигнала, например, голосовая полоса, может быть использована напрямую, этот
метод заменит более сложный и дорогостоящий метод, включающий многократную последовательную
модуляцию. Там, где ширина речевой полосы слишком велика, чтобы позволить прямое использование
метода, как это, возможно, происходит на практике, метод, применяемый способом, показанным на рис. 1, все
еще может быть полезен в качестве этапа подавления боковых полос для очень высоких несущих частот.
Например, предположим, что была предпринята попытка создать модулированную волну с одной боковой
полосой очень высокой частоты. Предположим, что конечная несущая частота настолько высока, что даже
после предварительного этапа модуляции полученные боковые полосы не могут быть разделены
селективными средствами. Метод данного изобретения может быть применен к модулированной волне,
полученной на этом предварительном этапе, для получения желаемой одной боковой полосы, поскольку
ширина a.
Боковая полоса, возникающая в результате предварительного нулевого шага модуляции по сравнению со
средней частотой, будет достаточно большой для разделения боковых полос селективными средствами. При
использовании предыдущего метода потребовался бы дополнительный шаг модуляции, в результате чего их
стало бы три. В работе данной модификации изобретения система, изображенная на рисунке,
соответственно, заменит схемы, необходимые для последних двух шагов модуляции в методе тройной
модуляции.
Физический принцип метода теперь можно очень просто сформулировать в виде необходимых шагов,
требуемых для того, чтобы характеристики фазового угла двух фильтров были разными и параллельными.
Если бы два фильтра имели одинаковый диапазон пропускания и одинаковое количество секций, очевидно,
что две характеристики совпадали бы. В качестве первого шага для того, чтобы сделать их разными и
параллельными, к одному из фильтров можно добавить нечетное число секций, например, одну. Это
разделило бы кривые, но увеличило бы наклон кривой, соответствующей более длинному фильтру, так что
кривые не были бы параллельными. Чтобы компенсировать это увеличение наклона, диапазон пропускания
можно увеличить до 0, что приведет к уменьшению наклона. Очевидно, что для любого избыточного числа
секций в одном фильтре будет критическое значение диапазона пропускания другого фильтра, более узкое,
чем у первого, которое будет стремиться сделать кривые параллельными.
Т-рн ОРЕТИЧЕСКАЯ ОСНОВА F На МЕТОДЕ СНЯТИЯ или P Ro D Icm G Односторонняя полоса по балансу.
Изложение данной теории будет в целом соответствовать тому, что использовалось в спецификации 70
патента № 102503.
Согласно методу, использованному в вышеупомянутом патенте, выражение потенциала (или тока),
возникающего в результате модуляции, получается путем подстановки 75 в общее уравнение типа y = ax + bx²
+ CI³ значений одновременно подаваемых напряжений (или токов). Предположим, что входные потенциалы,
подаваемые на модулированный 80-битный генератор данной системы, равны P cos p, t и Q cos qi t, где P и q
равны соответственно 2 Hlp и 2 Tlq, где p и q представляют собой соответственно несущую и сигнальную
частоты, а P и Q 85 представляют собой соответствующие максимальные значения. Соответственно, x в
общем уравнении равно P cos p 1 t + Q cos q, t.
(Если предположить, что начальный фазовый угол между двумя приложенными волнами составляет 90
градусов, существенных изменений не произойдет).
Это значение x следует подставить в общее уравнение. Первый член, ax, дает лишь усиленные волны
заданных частот p и q. Член 95 bx 2 дает волны частот 2p, 2q, p+q и pq, как известно, причем мгновенные
значения боковых полос p+q и pq представлены как b P Q cos (p 1 + ql) t и b P Q cos 100 (p, ql)t. Частотно
значимые части этих уравнений получаются из тригонометрического разложения произведения cos P, t cos q,
t. Если другие члены общего уравнения в четной степени алгебраически разложить по биномиальной теореме
и тригонометрически преобразовать, то окажется, что получаются дополнительные боковые полосы с теми же
частотами, которые накладываются на те, что получены из члена общей формулы во второй степени.
Аналогично вышеизложенному, из членов общей формулы, имеющих нечетную степень, можно получить
боковые полосы третьего порядка с частотами 115 2 p + q и 2 p q. Эти частоты являются результатом
тригонометрического разложения произведения cos 2 P, t cos q 1 t, описанного в Спецификации.
Патент № 102503 120 Можно показать аналогично тому, как это было сделано при выводе вышеприведенных
соотношений, что боковые полосы других порядков могут быть получены из общего уравнения, боковые
полосы четного порядка — из членов четной степени, а боковые полосы нечетного порядка — из членов
нечетной степени.
Предположим теперь, что фазы потенциалов, подаваемых на другой модулятор (260 067), равномерно
отличаются от фаз потенциалов, подаваемых на первый модулятор. Пусть разность фаз несущих частот
равна B, а разность фаз сигнальных частот равна C. Пусть вместо cos Pl t и cos q 1 t в приведенных выше
математических операциях используются величины cos (P, t + B) и cos (q 1 t + C). Рассмотрим сначала шаги,
которые бы
В результате получаются боковые полосы второго порядка, причем значимые части величин, указывающие на
мгновенные значения этих компонентов, полученные в результате тригонометрического разложения
произведения cos (P, t + B) cos (q, t + C), будут равны cos l(p 1 + ql) t + B + Cl и cos l(p 1 ql) t + B Cl. Они
указывают на боковые полосы частот p + q и p q, смещенные по фазе относительно частот, создаваемых
другим модулятором B + C и B C. Для того чтобы две боковые полосы, по одной из каждой пары,
уравновешивали друг друга, а оставшиеся боковые полосы складывались, фазовые сдвиги B и C должны,
очевидно, иметь значение -2. Уравновешиваются ли верхняя или нижняя боковые полосы, определяется
поляризацией трансформаторов T 1 и T 2. Очевидно, что результат был бы тем же, если бы один или оба
фазовых сдвига B и C были в другом направлении от предполагаемого, или если бы один или другой сдвиг
произошел относительно к другому модулятору. Фактически, единственное условие, которое необходимо
уточнить в отношении фаз приложенных потенциалов, заключается в том, что должен существовать
равномерный относительный фазовый сдвиг модулирующих потенциалов и относительный фазовый сдвиг
потенциалов носителя.
В случае модуляции третьего порядка в каждом модуляторе аналогичные соотношения будут действовать
между 2B и C. То есть, B должно равняться ii, а C должно равняться 1. Для этой модификации исходная
несущая частота p r должна, конечно же, быть первой четной субгармоникой желаемой несущей, которая
соответствует генерируемым боковым полосам, а B — фазовый сдвиг между исходными несущими.
Если в одном модуляторе используется модуляция второго порядка, а в другом — третьего, то в модуляторе
второго порядка будет использоваться несущая частота 2p, а в модуляторе третьего порядка — первая
четная субгармоника этой частоты, p. Требуемое соотношение несущих частот для двух модуляторов может
быть получено с помощью генератора гармоник в цепи между исходным источником несущей частоты
модулятора второго порядка.
Генерация гармоник может быть осуществлена очень простым способом путем перегрузки усилителя А1 или
А2, в зависимости от случая, 65 в соответствии с методом, описанным в описании патента №.
142,571, 1923 Соотношение фазовых сдвигов в этом случае будет идентичным тому, в котором в обоих
случаях используется модуляция третьего порядка. Фактически, поскольку существенным элементом
является результирующий продукт, а не процесс его получения, генерация гармоник и модуляция второго
порядка могут происходить в одном модулирующем устройстве посредством процесса, описанного в
находящейся на рассмотрении заявке № 250539, и этот процесс и модуляция третьего порядка могут
использоваться взаимозаменяемо. Весь описанный выше процесс получения однополосной модуляции может
быть обобщен с помощью следующего правила, которое будет применимо ко всем случаям.
Необходимо сгенерировать две пары боковых полос, которые должны иметь одинаковую фиксированную
частотную характеристику rap, где частоты боковых полос обозначены как mp+q и rmp-q; между частотами q
двух модулирующих полос должен быть равномерный относительный фазовый сдвиг 2°, а между частотами
mp – результирующий относительный фазовый сдвиг 2°. Когда m больше единицы, и когда для генерации
боковых полос mnp+q и mp-q используется модуляция второго порядка с частотой mnp, этот последний
фазовый сдвиг может быть выполнен на исходной несущей волне с частотой p или позже на волне с частотой
100 mp.
Поскольку боковые полосы частот mp+q и mpq могут быть получены путем модуляции порядка m+1 с
использованием несущей p, или путем модуляции второго порядка с использованием несущей mp, или
несколькими другими способами, требуется общее выражение, которое в равной степени описывало бы эти
методы.
Следовательно, слова «множественный» и «подмножественный» будут использоваться в некоторых пунктах
формулы изобретения в их общем значении, включая как единичные, так и множественные кратные или
подмножественные, если только такое толкование не противоречит контексту. Хотя изобретение было
проиллюстрировано в конкретной форме, следует понимать, что это иллюстрация лишь одной из многих
возможных форм, в которых может быть реализована система изобретения, и что объем изобретения не
должен ограничиваться конкретной проиллюстрированной формой, а только прилагаемыми пунктами
формулы изобретения.
Подробно описав и определив природу нашего изобретения и способ его осуществления, мы заявляем, что
то, что мы заявляем, — это способ получения равномерного фазового сдвига напряжения между участками
полосы частот, включающий передачу указанных участков по отдельности путем распространения волн на
различные электрические расстояния или в течение различных периодов времени, в результате чего для
каждой частоты в каждом участке возникает фазовый сдвиг, причем эти сдвиги больше для токов,
передаваемых на большее расстояние или в течение большего периода времени, и увеличиваются с
увеличением частоты, причем увеличение сдвига с увеличением частоты достаточно мало для токов,
передаваемых на большее расстояние или в течение большего периода времени, чтобы создать равный
относительный фазовый сдвиг между соответствующими частотами в двух участках.
2 Способ получения модулированной волны с однополосной несущей, заключающийся в разделении
модулирующей волны, имеющей множество частот q, на две части, каждая из которых содержит все частоты
волны, что приводит к равномерному относительному фазовому сдвигу на 90° между соответствующими
частотами в указанных двух частях.
=== НАЧАЛО ФАЙЛА: patent_260068.txt ===
ССЫЛКА: https://translationportal.epo.org/emtp/translate/?ACTION=description-retrieval&COUNTRY=GB&ENGINE=
google&FORMAT=docdb&KIND=A&LOCALE=sq_AL&NUMBER=260068&SRCLANG=EN&OPS=ops.epo.org/3.2&T
RGLANG=ru
========================================
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ GB260068A
[]
я
Мы, Уильям Томпсон Н., проживающий по адресу: Ковентри-стрит, 18, Брайтон, и Гилб Рр. МА Ри Ш.,
проживающий по адресу: Гранд-Джанкшен-роуд, 8, Брайтон, подданные короля Великобритании, настоящим
заявляем, что сущность данного изобретения заключается в следующем: Эллипсографы и подобные им
приборы обычно включают в себя раму с двумя канавками, расположенными под прямым углом друг к другу,
ползунок в каждой канавке и рычаг, несущий карандаш или подобное устройство, шарнирно закрепленное на
обоих ползунках.
Согласно данному изобретению, эллипсограф или подобное устройство образовано двумя рифлеными
линейками, одна из которых скользит по другой, благодаря чему можно нарисовать часть эллипса и соединить
ее с частью другого эллипса. Шарнирно закрепленные 260 068 элементов на направляющих, несущих рычаг
карандаша, устроены таким образом, что рычаг может скользить по ним, но при этом может быть надежно
зафиксирован.
В одном из способов осуществления изобретения инструмент включает в себя две неподвижные линейки с
пазами, расположенные под прямым углом друг к другу, и скользящую линейку с пазами, при этом скользящие
элементы снабжены средствами для фиксации одного или другого элемента в пазу, благодаря чему с
помощью инструмента можно рисовать другие кривые.
Датировано 13 августа 1925 года.
CARPMAELS & RANSFORD, агенты заявителей, Саутгемптон-Билдингс, 24, Лондон, W.C 2.
3 o ПОЛНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ.
Усовершенствования в чертежных инструментах.
Мы, Уильям Тиорпсо Н., проживающий по адресу: Ковентри-стрит, 18, Брайтон, и Гилб Бл. Ри Марсих,
проживающий по адресу: Гранд-Джанкшен-роуд, 8, Брайтон, подданные короля Великобритании, настоящим
заявляем о характере данного изобретения и о способе его осуществления, которые будут подробно описаны
и установлены в следующем заявлении:
Эллипсографы и подобные им приборы обычно включают в себя раму с двумя канавками, расположенными
под прямым углом друг к другу, ползунок в каждой канавке и держатель для рычага.
карандаш или что-то подобное, повернутое на обе направляющие.
Согласно данному изобретению, эллипсограф или подобное устройство образовано двумя рифлеными
линейками, одна из которых расположена таким образом, чтобы скользить по другой, благодаря чему можно
нарисовать часть эллипса или дугу окружности и соединить ее с частью другого эллипса или дуги окружности.
Шарнирные элементы на направляющих, несущих рычаг карандаша, устроены так, что рычаг может скользить
по ним, но может быть зафиксирован там 60.
В одном из способов осуществления изобретения инструмент включает в себя две неподвижные линейки с
пазами, расположенные под прямым углом друг к другу, и скользящую линейку с пазами, при этом 65
скользящие линейки снабжены средствами для фиксации одной или другой линейки в ее пазу, благодаря
чему с помощью инструмента можно рисовать другие кривые.
На прилагаемых чертежах, иллюстрирующих изобретение, на рисунке 1 представлен план, на рисунке 2 —
детальный план слайда, на рисунке 3 — детальный план второго слайда, на рисунке 4 — разрез по линии
IV-IV, на рисунке 1, а на рисунке 5 — детальная проекция. СПЕЦИФИЧЕСКИЙ ПАТЕНТ Дата подачи заявки: 13
августа 1925 г. № 20389/25, I. Завершено: 26 апреля 1926 г.
Завершено: 28 октября 1926 г.
ПРЕДВАРИТЕЛЬНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ.
Усовершенствования в чертежных инструментах.
:7 260,068 1, 2, представляют собой направляющие, шарнирно установленные на каждой из которых
находится направляющая 3, внутри которой свободно установлен блок 4, причем указанный блок снабжен
винтом 5, проходящим через направляющую 3, и снабжен стопорным кольцом 6. Каждая направляющая 3 и
блок 4 имеют пазы 7 и 8 соответственно, при этом направляющая 3 снабжена указателем 9, а каждая
направляющая 1, 2 снабжена указателем 10. Направляющие 1, 2 снабжены роликами 11, которые
предназначены для перемещения по направляющим 12, образованным на линейках 13, 14, установленных
перпендикулярно друг другу, в то время как пазы 15, образованные в указанных линейках, входят в
зацепление с направляющими 1, 2. Каждая направляющая 1, 2 снабжена стопорным винтом 16, который в
зафиксированном положении опирается на направляющие 12. 17 представляет собой третью направляющую,
которая предназначена для скольжения по любой из линеек. 13, 14, при этом указанная линейка 17 также
снабжена направляющей 12 и пазами. Линейка 17 снабжена стопорным винтом 18. 19 представляет собой
Соседние файлы в папке патенты