Sistemy_shirokopolosnoy_radiosvyazi_2009

300 Глава 8 | Практические системы связи с шумоподобными сигналами

Оптимальная решающая схема фильтрового типа должна содержать m согласованных фильтров, с каждым вариантом сигнала, m детекторов и схему сравнения (решающее устройство).

8.4.Алгоритм работы и схема некогерентного приемника различения шумоподобных сигналов с некогерентным накоплением

Сущность данного метода приема шумоподобных сигналов модели 3 (рис. 8.1, в), например с фазочастотной модуляцией, заключается в следующем. Элементы шумоподобного сигнала Si (t), i 1, m обрабатываются некогерентно, вплоть до нахождения длины каждого элемента

затем значения длин (или квадратов длин) векторов всех элементов суммируются (некогерентное накопление)

Считается переданным тот сигнал, для которого сумма длин (или сумма квадратов длин) всех элементов наибольшая, т. е. решение принима-

Этот метод приема является оптимальным для принятой модели сигналов, когда фазы всех элементов меняются независимо. Один из вариантов структурных схем некогерентного приемника с некогерентным накоплением энергии фазочастотных сигналов приведен на рис. 8.6.

Особенность данной схемы состоит в том, что в ней не требуется формировать и синхронизировать по фазе комплексно-сопряженные кодовые слова ci (t) и cˆi (t), т. е. синхронные по фазе видеосигналы. Для нормальной работы этой схемы необходимо знать только интервалы существования отдельных элементарных сигналов (k 1) 0 t k 0 , и осуществлять многоканальную частотную синхронизацию (частотное разделение сигналов).

Однако главный вывод из проведенного рассмотрения состоит в том, что при некогерентном приеме с некогерентным накоплением одночастотных шумоподобных сигналов полностью теряется

8.5. Радиотелеграфная система связи «Rake» с ШПС для борьбы с многолучевостью 301

информация о форме сигнала, которая содержится в кодовых сло-

вах ci (t).

Таким образом, в каналах с быстрыми замираниями (модель 3, рис. 8.1, в) целесообразно использовать многочастотные сигналы параллельного типа либо последовательные дискретные частотные ДЧсигналы.

Рис. 8.6. Структурная схема некогерентного приемника

снекогерентным накоплением

8.5.Радиотелеграфная система связи «Rake» с ШПС для борьбы с многолучевостью

Рассмотрим вначале основные три принципа построения систем связи с ШПС для работы в условиях многолучевости, а затем представим конкретный пример практической реализации системы передачи дискретной информации типа «Rake», разработанной в США в 60-е годы.

302 Глава 8 | Практические системы связи с шумоподобными сигналами

Борьба с многолучёвостью. Принцип разделения лучей.

Узкополосные сигналы с селекцией их по частоте характеризуются базой B FT 1 , т. е. полоса частот сигнала и полоса частот передаваемого сообщения примерно одинаковы. Отсутствие избыточности по частоте в таких сигналах делает их весьма уязвимыми со стороны всякого рода помех и почти непригодными в условиях многолучевого распространения радиоволн. Многолучевость

вузкополосных системах приводит к значительным искажениям сигнала в виде межсимвольной интерференции, и это накладывает существенные ограничения на скорость передачи. А с другой стороны, каждый луч несёт одно и то же сообщение. И поэтому, если бы удалось разделить лучи и сложить их после предварительной обработки, то можно было бы получить не проигрыш, а выигрыш

впомехоустойчивости.

Невозможность строгой регламентации частот в условиях перегруженных диапазонов не позволяет при селекции по частоте решить задачу эффективного использования этих диапазонов. Эта проблема и проблема многолучевости являются особенно острыми для коротковолнового диапазона волн. Трудности, которые при этом возникают, — не технические, а принципиальные. Разрешить их с помощью узкополосных сигналов невозможно. Выход из такого положения в применении сложных широкополосных сигналов, для которых база сигнала B FT 1 . Этот вывод непосредственно следует из современной общей теории связи.

Согласно теореме Шеннона, сигнал в идеальной системе должен иметь статистическую структуру белого шума, а согласно теории В. А. Котельникова, вероятность ошибки при передаче сообщений по каналу с шумами зависит только от отношения энергии сигнала к спектральной плотности помехи и не зависит от полосы частот, занимаемой сигналом. Следовательно, в наиболее совершенной системе связи сигнал должен быть сложным (подобным шуму) и занимать сравнительно широкую полосу частот. Расширение полосы частот не снижает помехоустойчивость при флюктуационных помехах, но увеличивает возможности системы, ослабляет влияние сосредоточенных и других негауссовых помех.

Физическая трактовка механизма борьбы с многолучевостью и принцип разделения лучей подробно изложены ранее в подразд. 3.3.

Принцип построения ортогональных сигналов на основе частотно-эффективной ЧМ. Система сигналов Si t , i 1, N

8.5. Радиотелеграфная система связи «Rake» с ШПС для борьбы с многолучевостью 303

является ортогональной, если ее сигналы не перекрываются во времени или по частоте. Такие сигналы часто используются в радиотелеметрических системах типа ВРК и ЧРК. Однако сущность рассматриваемого принципа сводится к следующей задаче. Пусть имеется два частотно-манипулированных (ЧМ) сигнала S1(t) cos 1t и S2 (t) cos 2t , длительностью T каждый, которые могут перекрываться и по времени, и по частоте. Спрашивается, при какой наименьшей разности частот 2 1 эти сигналы являются ортогональными. Нетрудно показать, что ортогональность этих сигналов выполняется при условии

Например, в системе «Rake» длительность ШПС T 22·10 3 с, тогда минимальный разнос частот между сигналом посылки и сигналом паузы составляет

fp Tl T1 45,45Гц при l 1 .

Однако, учитывая технические трудности реализации разделительных фильтров, практически выбрано l 4 , тогда величинаfр 91 Гц, при которой также выполняется условие ортогональности. Другими словами, разнос частот при частотной манипуляции в системе «Rake» равен ≈ 182 Гц, при этом несущая частота может составлять 8, 12 или 17 МГц.

Принцип синхронного гетеродинирования. Кроме хорошо известных квадратурных схем обработки-различения сигналов S1(t) и S2 (t), на практике в системах многолучевого приёма находят применение и другие варианты схем, более простые в технической реализации. В частности, возможно построение схем как когерентного, так и некогерентного приёма, базирующихся на принципе так называемого синхронного гетеродинирования [17].

На рис. 8.7 представлена функциональная схема синхронного гетеродинирования для случая некогерентного приема двоичных сигналов. Схема содержит два генератора опорных сигналов (ГОС), которые должны быть строго синхронизированы с обрабатываемым лучом и отличаться от передаваемых сигналов S1(t) и S2 (t) на величину промежуточной частоты пр1 kпр1 0 и пр2 kпр2 0 соответственно. Принимаемый сигнал y(t) поступает на два смесителя (См) (перемножителя), на которые одновременно подаются опорные

304 Глава 8 | Практические системы связи с шумоподобными сигналами

сигналы. Выходные напряжения смесителей поступают на кинематические фильтры (КФ), т. е. контуры высокой добротности, имеющие полосы пропускания f 1 / T 91 Гц и резонансные частоты пр1 и пр2 соответственно. Эти фильтры снабжены ключами для мгновенного погашения колебаний точно в моменты kT взятия отсчётов Z1 и Z2 корреляционных интегралов по заданному лучу с помощью устройства синхронизации.

Рис. 8.7. Функциональная схема некогерентного синхронного гетеродинирования — а и эпюры — б, поясняющие принцип работы

Известно, что напряжения на выходах кинематических фильтров (КФ) к моменту отсчёта содержат чистые составляющие только промежуточных частот пр1 и пр2 (рис. 8.7, б). Мгновенные значения этих напряжений в момент отсчёта совпадают с точностью до постоянного множителя с корреляционными интегралами, а их огибающие — с модулем корреляционного интеграла, как это показано на рис. 8.7, б. В случае некогерентного приёма амплитуды выходных напряжений КФi (U1 Z1 ,U2 Z2 ) выделяются детекторами огибающих (ДО) и далее по критерию максимума правдоподобия max{Z1, Z2 } решающее устройство (РУ) выносит решение о принятии того или иного сигнала (посылки). Рассмотренные принципы нашли применение в широкополосной системе «Rake».

Формирование ШПС в системе «Rake». Рассмотрим особенности построения передающей части системы «Rake» — рис. 8.8. Технология формирования ШПС состоит в следующем.

8.5. Радиотелеграфная система связи «Rake» с ШПС для борьбы с многолучевостью 305

Рис. 8.8. Функциональная схема передающей части системы «Rake»

Управляющие импульсы с частотой следования f0 120 кГц от кварцевого генератора (КГ) управляют работой генератора М-последовательности в периодическом режиме. Правило формирования М-последовательности определяется первообразным

неприводимым полиномом f (x) степени k 10 , поэтому длина М-последовательности n 210 1 1023 . Поскольку f0 120 кГц, а k 10 , то период М-последовательности TМ n 0 n / f0 8,525 мс. Эта величина периода выбрана больше продолжительности ионосферной многолучевости, составляющей обычно в диапазоне коротких волн 3-5 мс. Затем импульсы М-последовательности укорачиваются до величины 0,1-0,3 мкс в усилителе — обострителе (УО) с целью придания сигналу шумоподобного широкополосного характера. С помощью полосового фильтра ПФ1 из полученного спектра сигнала вырезается полоса сигнала шириной 10 кГц, который имеет большой пик — фактор KП 1 , поэтому далее с целью улучшения использования мощности передатчика осуществляется уменьшение величины пик-фактора с помощью ограничителя (Огр) и второго полосового фильтра ПФ2. Спектр сигнала на выходе ПФ2 ограничен

вполосе ±5 кГц относительно частоты f1 455 кГц.

Спомощью преобразователя частоты (ПЧ) формируются два

непрерывных колебания U1(t) и U2 (t), частоты которых 300 кГц + 91 Гц и 300 кГц — 91 Гц. Манипуляция (коммутация) этих сигналов

аппаратом с помощью манипулятора П. Поскольку длительность каждого из сигналов S1(t) или S2 (t) равна T 22 10 3 с , а ширина

306 Глава 8 | Практические системы связи с шумоподобными сигналами

спектра F 10 кГц, поэтому база каждого сигнала B FT 220 . Затем сигналы переносятся на несущую частоту ( fн 8,12,17 МГц) с помощью гетеродина (Гет) и смесителя (См), усиливаются в усилителе мощности (УМ) передатчика и излучаются в заданном направлении.

Принцип работы приёмной части системы «Rake». Пройдя канал связи, многолучевой сигнал совместно с шумами поступает на вход приёмного устройства. Блок-схема приёмника системы «Rake» представлена на рис. 8.9. Из сравнения со схемой рис. 8.7 можно сделать вывод о том, что в приёмном устройстве системы с помощью синхронного гетеродинирования осуществляется некогерентный приём сигналов с когерентным сложением всех приходящих лучей.

Рассмотрим подробнее, как в приведенной схеме происходит регистрация сигналов посылки и паузы. Для этого схема включает два идентичных тракта обработки. Каждый тракт состоит из линии задержки, набора корреляторов, взвешивающего и фазирующего устройств, детектора огибающей. Принятый многолучевой сигнал в результате прохождения каскадов усиления по высокой частоте (УВЧ), преобразования и усиления по промежуточной частоте (УПЧ) преобразуется в сигнал частоты f1 455 кГц и поступает на вход линии задержки. Линия задержки является общей для трактов обработки сигналов посылки S1(t) и паузы S2 (t). Полное время задержки в ней 3 мс. Так как ширина области сильной корреляции используемых сигналов составляет величину 1 / F 100 мкс , то в линии для каждого тракта предусмотрена серия из F 30 отводов, поставленных через одинаковые интервалы времени 1 / F . Напряжение с частотой f1 455 кГц с отводов линии поступает к перемножителям (смесителям) А набора корреляторов. Кроме перемножителя А, каждый коррелятор включает ещё опорный генератор и интегрирующий (кинематический) фильтр. Причём как опорный генератор, так и интегрирующий фильтр являются общими для всех корреляторов каждого тракта обработки. Опорные генераторы сигналов S1(t) и S2 (t) в приёмнике являются устройствами, подобными генератору формирования широкополосных сигналов передатчика. Разница состоит лишь в том, что здесь для осуществления синхронного гетеродинирования имеет место образование частот f1 1 91 Гц 435 кГц 91 Гц в случае сигнала посылки и f1 1 91 Гц 435 кГц 91 Гц в случае сигнала паузы. Генераторы опорных сигналов синхронизированы так, чтобы начало их элемента

308 Глава 8 | Практические системы связи с шумоподобными сигналами

совпадало с моментом времени, когда на последнем отводе линии задержки окажется начало элемента сигнала, принятого по первому из приходящих лучей.

Дальнейшая обработка принимаемого многолучевого сигнала в рассматриваемой схеме основана на измерении кратковременной (за время длительности элемента Т) взаимокорреляционной функции принимаемого по каждому лучу и опорного сигналов. Так, от последней пары перемножителей серии А возникнут напряжения частоты1 20 кГц, имеющие мгновенные значения в момент отсчёта (T ), пропорциональные значению взаимокорреляционной функции между опорным и принимаемым по первому лучу сигналами. Остальные лучи, если они запаздывают относительно первого на время больше 1 / F , не создадут на последней паре отводов заметного напряжения частоты1 . Однако каждый из них на каком-то из отводов будет синхронизирован с опорным сигналом с точностью до 1 / F и создаст на выходе соответствующего перемножителя напряжение частоты 1 с мгновенным значением, пропорциональным взаимокорреляционной функции между этим лучом и опорным сигналом. Таким образом, все принимаемые лучи с временем запаздывания каждого из них, превышающим величину 1 / F , окажутся разделёнными на выходе перемножителей А. Тем самым устраняется вредное влияние селективного характера замираний и явления эха на приём сигналов.

На рис. 8.9 показана ячейка взвешивания для последней пары отводов. Она состоит из сумматора, перемножителя и измерительного фильтра. В системе «Rake» полоса пропускания измерительного фильтра выбрана порядка 1 Гц, что примерно соответствует скорости флюктуаций состояния ионосферного канала. Тогда время интегрирования фильтра, обратно пропорциональное величине его полосы, во много раз превышает длительность элемента сигнала T . Следовательно, выходное напряжение измерительного фильтра частоты ( 1 2 ) каждой ячейки взвешивания почти не зависит от флюктуационных шумов и оказывается пропорциональным интенсивности соответствующего луча. Оно поступает к перемножителям серии Б, на выходе которых образуется напряжение частоты2 9 кГц с мгновенным значением, пропорциональным в момент отсчёта произведению кратковременной функции взаимной корреляции на соответствующий весовой коэффициент, определяемый интенсивностью луча.

8.5. Радиотелеграфная система связи «Rake» с ШПС для борьбы с многолучевостью 309

Во-вторых, для когерентного сложения всех принимаемых лучей в приёмнике осуществляется операция фазирования их напряжений. «Грубое» фазирование отдельных лучей осуществляется путём их синхронизации с точностью 1 / F при помощи линии задержки. «Точное» фазирование напряжений в лучах производится электрически за счёт преобразования частоты на перемножителях серии Б и наличия единого для всех ячеек взвешивания генератора частоты2 9 кГц. Если учесть, что начальные фазы напряжений преобразуются в перемножителях (смесителях) отводов так же, как и частоты, то начальные фазы напряжений частоты 2 на выходе всех перемножителей серии Б одинаковы и совпадают с начальной фазой генератора частоты 2 .

Сложенные таким образом напряжения с общих шин сигналов S1(t) и S2 (t) поступают на интегрирующие кинематические фильтры, которые настроены на частоту 2 , а затем вводятся в схемы детекторов огибающей. Напряжения на выходе детекторов в момент отсчёта пропорциональны значениям огибающих кратковременной функции взаимной корреляции между сложенными когерентно сигналами в лучах и опорными сигналами S1(t) и S2 (t). Эти напряжения поступают на схему сравнения, в которой по большему из них принимается решение о приёме либо сигнала посылки, либо сигнала паузы. Выходное напряжение сравнивающего устройства управляет работой телеграфного аппарата в точке приёма.

8.6.Автокорреляционная радиотелеграфная система Ланге-Мюллера с непрерывной структурой ШПС

Впервые использовать сложные сигналы в виде отрезков шума предложил в 1957 г. академик А. А. Харкевич. Он показал возможность использования гауссового шума n(t) с постоянным (заданным) энергетическим спектром N0 в качестве несущего колебания (переносчика) — рис. 8.10, эпюры 1 и 2.

Изменением мощности шума 2 можно осуществить модуляцию, подобную обычной АМ, а изменением граничных частот спектра шума — частотно-шумовую модуляцию. Теоретическое обоснование такой возможности основано на том, что каждый отсчёт шумового гауссового процесса несёт в себе максимально возможное относительное количество информации, и, следовательно, с помощью гауссовых