книги из ГПНТБ / Основы автоматического управления
..pdf190 |
ГЛ 4. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е СХ ЕМ Ы Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
6) При переносе узла через линейную систему против хода сигнала необходимо включить в ответвление такую же линейную систему (рис. 4.7.6).
— |
y=x7+x2 |
X j |
|
x2 |
У |
Xj X |
Y У=х1+х2 |
'У 'X2
Phc. 4.7.4. |
Рис. 4.7.5. |
7) При переносе сумматора через линейную систему по ходу сигнала необходимо включить в линию второго входа сумматора такую же линейную систему (рис. 4.7.7).
X j ^ |
у=А(х1+х2) |
х2
Рис. 4.7.6. Рис. АЛЛ.
8) При переносе сумматора через линейную систему против хода сигнала необходимо включить в линию второго входа сум
матора обратную систему |
(рис. 4.7.8). |
9) Ветви параллельного |
соединения можно менять местами |
(рис. 4.7.9).
10) В системе с обратной связью можно менять местами систе му, находящуюся в прямой цепи, и систему, включенную в цепь обратной связи, заменив при этом обе системы соответствующими обратными системами (рис. 4.7.10). Это правило легко выводится из предыдущего переходом к обратной системе.
Все выведенные правила структурных преобразований линей ных систем являются абсолютно общими и применимы к любым линейным системам.
§ 4.7. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е П Р Е О БР А ЗО В А Н И Я Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
1 9 f |
Для стационарных линейных систем на основании результатов предыдущего параграфа добавляется еще одно очень важное
правило: |
|
|
|
соединенные |
стационарные |
линейные |
|||
11) |
Последовательно |
||||||||
системы можно менять местами. |
|
|
|
|
|||||
Это же правило применимо к частному виду нестационарных |
|||||||||
линейных систем, а именно к усилителям: |
|
||||||||
12) |
Последовательно |
соединенные |
усилители, как стацио |
||||||
нарные, так и нестационарные, можно менять местами. |
|||||||||
Для произвольных нестационарных систем нельзя изменять |
|||||||||
порядок |
последовательного |
|
|
|
|
||||
соединения без ввода допол |
|
|
|
|
|||||
нительных изменений в струк |
|
|
~ у = А х ,+ х 2 |
||||||
турную схему. |
|
|
|
|
|
||||
|
правила |
|
|
|
|
||||
Чтобы |
вывести |
|
|
|
|
||||
перестановки |
нестационар |
|
|
|
|
||||
ных систем, заметим, что лю |
|
|
|
|
|||||
бая нестационарная система, |
|
|
|
y = Ä X j+ x 2 |
|||||
поведение |
которой |
описы |
|
|
|
|
|||
вается |
дифференциальными |
|
|
|
|
||||
уравнениями, может быть со |
|
|
|
|
|||||
ставлена |
из |
одних |
только |
|
|
Рис. 4.7.8. |
|
||
дифференциаторов и |
усили |
|
|
|
из одних |
||||
телей |
с переменными коэффициентами усиления или |
||||||||
только |
интеграторов и усилителей с |
переменными коэффициен |
|||||||
тами усиления |
(см. §§4.4 |
и 4.5). |
Поэтому |
достаточно |
научиться |
||||
переставлять |
нестационарный |
усилитель |
с дифференциатором |
||||||
и интегратором. |
|
|
|
|
|
|
Рис. 4.7.9. |
Рис. 4.7.10. |
Применяя сформулированный в начале параграфа общий прин цип преобразования структурных схем, получаем следующие правила:
13) При переносе усилителя с коэффициентом усиления к (t) через дифференциатор по ходу сигнала необходимо параллельно
192 |
ГЛ . 4. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е СХ ЕМ Ы |
Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
|
||
с дифференциатором включить усилитель с коэффициентом уси |
||
ления k'(t)/k (t) (рис. 4.7.11). |
с коэффициентом усиления к (t) |
|
14) |
При переносе усилителя |
через дифференциатор против хода сигнала необходимо парал лельно с дифференциатором включить усилитель с коэффициентом усиления —к' (t)/k (t) (рис. 4.7.12).
|
7х/¥) |
S |
|
|
S |
к т |
|
n il; |
у=Ы+кх |
X |
|||
|
|
|
|
у - |
||
|
S |
k(tj |
у=кх+кх |
X |
кШ |
У=кх |
|
|
1 |
|
|||
|
кП) |
|
|
|
к'Ш |
|
|
k(t) |
|
|
|
k(t) |
|
|
|
Рис. 4.7.11 |
|
|
|
Рис. 4.7.12. |
Переходом к обратным системам получаем из этих двух пра |
||||||
вил еще следующие правила: |
с коэффициентом усиления к (t) |
|||||
15) |
При переносе усилителя |
через интегратор по ходу сигнала необходимо замкнуть интегратор отрицательной обратной связью, содержащей усилитель с коэф фициентом усиления к' (t)/k (t) (рис. 4.7.13).
|
|
кт |
y=kfxdt |
|
|
|
о |
|
|
|
к'т |
|
|
|
k(t) |
|
Рис. 4.7.13. |
|
Рис. 4.7.14.61 |
16) |
При переносе усилителя |
с коэффициентом усиления к (t) |
через интегратор против хода сигнала необходимо замкнуть инте
гратор |
отрицательной обратной |
связью, |
содержащей усилитель |
||
с коэффициентом |
усиления — к' (t)/k (t) |
(рис. |
4.7.14). |
||
Эти |
правила |
структурных |
преобразований |
нестационарных |
линейных систем выведены В. И. Соколовым [64] и А. В. Солодо вым [66].
§ 4.7. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е П РЕ О БРА ЗО В А Н И Я Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
193 |
П р и м е р |
|
4.7.1. |
Для |
замены гибкой обратной связи жесткой (рис. |
|||||||
4.7.15, а) |
меняем |
местами |
узел |
и систему |
в |
цепи обратной связи А 2 |
|||||
(рис. |
4.7.15, б). |
4.7.2. |
Рас |
|
|
|
|
|
|||
П р и м е р |
|
|
|
d |
|
С1 |
|||||
смотрим перенос параллель |
|
|
А |
||||||||
|
|
|
|||||||||
но включенной |
|
цепи с од |
|
|
|
А< г - |
У |
||||
ного звена на другое по |
|
|
|
||||||||
линии последовательно сое |
|
|
|
|
ь |
||||||
диненных |
стационарных |
|
|
|
Аг |
||||||
линейных систем. |
Так как |
|
|
|
а) |
|
|||||
последовательно |
соединен |
|
|
|
|
||||||
ные стационарные линейные |
|
|
|
Аг |
А}1 - |
||||||
системы можно как угодно |
.г |
/1 |
|
||||||||
переставлять, |
то |
взаимно |
|
|
У |
||||||
обратные системы, вводи |
|
|
|
|
|
||||||
мые |
при |
переносе |
узла |
|
|
|
б) |
|
|||
и сумматора через одну и ту |
|
|
|
|
|||||||
же |
систему, |
компенсиру |
|
|
Рис. 4.7.15. |
|
|||||
ются. Вследствие этого при |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|||||||
переносе |
параллельной |
|
|
|
|
|
|||||
цепи с п-го звена |
на первое или наоборот необходимо учесть только перенос |
||||||||||
узла |
через первое |
звено и |
сумматора через |
п-е |
звено (рис. |
4.7.16). |
П р и м е р 4.7.3. Совершенно так же убеждаемся в том, что при пере носе цепи обратной связи с первого звена на п-е или наоборот по линии последовательно соединенных стационарных линейных систем необходимо учитывать только перенос сумматора через первое звено и узла через п-е зве но (рис. 4.7.17).
13 Под ред. В. С. Пугачева
194 |
Г Л . 4. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е СХ ЕМ Ы Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
Рис. 4.7.18.
Рис. 4.7.19.
а)
б )
в )
Рис. 4.7.20. |
Рис. 4.7.21 |
§ 4.8. М ЕТОД Л О ГА РИ Ф М И Ч Е С К И Х Ч А СТО ТН Ы Х Х А РА К ТЕ РИ С ТИ К 195
П р и м е р 4.7.4. На рис. 4.7.18, а представлена схема системы с двумя входами и одним выходом. На рис. 4.7.18, б показана соответствующая пре образованная схема.
Пр и м е р 4.7.5. На рис. 4.7.19, а представлена схема с одним входом
идвумя выходами. На рис. 4.7.19, б показана соответствующая преобразо
ванная схема.
Выведенные правила позволяют, в частности, выносить узлы II сумматоры из петель параллельных соединений и обратных свя зей. Для этого достаточно выполнить такие перестановки в петле, чтобы посторонние (подлежащие выносу) узлы оказались рядом с основным узлом, а посторонние сумматоры — рядом с основ ным сумматором. Тогда после перестановки узлов и сумматоров все посторонние узлы и сумматоры выйдут из петли.
П р и м е р 4.7.6. На рис. 4.7.20, а представлена схема с петлей парал лельного соединения и добавочным узлом на одной из ветвей. На рис. 4.7.20, б
и |
4.7.20, в |
показаны последовательные этапы выноса узла из петли. |
|
|
П р и м е р 4.7.7. На рис. 4.7.21, а представлена схема с петлей обрат |
||
ной связи, |
внутри |
которой расположен сумматор (посторонний). На рис. |
|
4.7.21, б и |
4.7.21, |
в показаны последовательные этапы выноса сумматора |
|
из |
петли. |
|
|
§4.8. Метод логарифмических частотных характеристик
В§ 2.6 было показано, что логарифмические амплитудные частотные характеристики усилителей, дифференциаторов, инте граторов и запаздывающих звеньев представляют собой прямые линии, а логарифмические амплитудные характерис
тики форсирующих, апе риодических и колебатель ных звеньев могут быть приближенно представлены ломаной, образованной двумя прямолинейными лучами — низкочастотной и высокочастотной асимп тотами. Вследствие этого логарифмические ампли тудные характеристики любых последовательных соединений элементарных звеньев приближенно изо бражаются ломаными. Эти
ломаные обычно называются асимптотическими логарифмичес кими амплитудными частотными характеристиками.
Построение асимптотической логарифмической амплитудной характеристики последовательного соединения элементарных звеньев сводится к следующим простым операциям (рис. 4.8.1):
13*
196 Г Л . 4. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е СХ ЕМ Ы Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ
1) На оси абсцисс отмечаются (в логарифмическом масштабе) сопрягающие частоты всех форсирующих, апериодических и ко лебательных звеньев, входящих в соединение, и через получен
ные |
точки проводятся |
вертикальные |
прямые. |
L (1) = 20 lg к, |
2) |
В точке (о = 1 |
откладывается |
ордината |
где к — общий коэффициент усиления соединения, равный произ ведению коэффициентов усиления всех входящих в соединение звеньев. Через полученную точку проводится прямая с наклоном 20 (т — п) дБ/дек, где т — число дифференциаторов, а п — число интеграторов в системе. Отрезок этой прямой, располо женный левее первой вертикальной прямой (первой сопрягающей частоты), представляет собой низкочастотную часть асимптотиче
ской |
логарифмической |
амплитудной характеристики системы. |
- 3) |
При пересечении |
с каждой вертикальной прямой наклон |
асимптотической характеристики изменяется на 20 дБ/дек, если соответствующая сопрягающая частота относится к форсирую щему звену первого порядка, на —20 дБ/дек, если она относится к апериодическому звену, на 40 дБ/дек, если она относится к фор сирующему звену второго порядка, и на —40 дБ/дек, если она относится к колебательному звену.
Чтобы избежать систематических ошибок при построении асимптотической характеристики, целесообразно вычислять ее
ординаты L (а>г) в |
точках излома по очевидной формуле |
|
L (юг) = |
L ((or _t) + 20mr [lg o)r — lg (o^J, |
(4.8.1) |
где 20тг — наклон асимптотической характеристики в интервале частот ((ог_!, (ог).
Если желательно построить точную логарифмическую ампли тудную частотную характеристику соединения, то следует доба вить к полученной асимптотической характеристике соответст вующие поправки. Эти поправки могут быть определены или по графикам логарифмических частотных характеристик аперио дического и колебательного звеньев (рис. 2.6.3 и 2.6.5), или с помощью специальной линейки [65].
Фазовые частотные характеристики последовательного соеди нения на основании формулы (4.6.4) получаются суммированием соответствующих ординат фазовых частотных характеристик вхо дящих в соединение звеньев.
Для построения логарифмических частотных характеристик систем, полученных в результате замыкания систем с найденными характеристиками отрицательными жесткими обратными связя ми, и параллельных соединений систем используются специальные номограммы (приложение 2). На этих номограммах по оси абсцисс откладываются значения фазовой характеристики разомкнутой системы ф в градусах, а по оси ординат — значения ее логариф мической амплитудной характеристики L в децибелах. В этой
§ 4.8. М ЕТОД ЛО ГА РИ Ф М И ЧЕС К И Х Ч А С ТО ТН Ы Х Х А РА К Т Е РИ С Т И К 197
системе координат построены два семейства кривых: семейство кривых постоянного усиления амплитуды замкнутой системы и семейство кривых постоянного сдвига фаз замкнутой системы. Для вывода уравнений этих семейств кривых достаточно поло жить в формуле (4.6.8) (гсо) = Ае*Ч> и приравнять постоянным величинам модуль и аргумент полученного выражения. В резуль тате получим уравнение первого семейства кривых (т. е. кривых постоянного усиления амплитуды замкнутой системы):
_L |
|
А ■■- ■■■= const,, А —ІО20, |
(4.8.2) |
~\/1 -(- 2AJcos яр -|- А2
и уравнение второго семейства кривых (т. е. кривых постоянного сдвига фаз замкнутой системы):
sin гр |
= const. |
(4.8.3) |
A -f- cos яр |
|
|
Из номограммы видно, что при значениях амплитудной частот ной характеристики разомкнутой системы, меньших —20дБ, амплитудная и фазовая частотные характеристики замкнутой системы практически совпадают с соответствующими характери стиками разомкнутой системы, а при ее значениях, больших 20 дБ, амплитудная частотная характеристика замкнутой системы не превышает по модулю 1 дБ, фазовая же характеристика не пре вышает ±5°, т. е. практически они совпадают с соответствующи ми осями абсцисс. Поэтому номограмму замыкания практически необходимо использовать только в интервалах частот, в которых
I L (ю) I < 20 дБ.
П р и м е р 4.8.1. В качестве примера рассмотрим построение логариф мических частотных характеристик системы, схема которой представлена на рис. 4.8.2. При помощи структурного преобразования выносим звено из
х |
^ |
кг |
|
кд |
S(T3S+1) |
|
(TjS+1)(r2S+1) |
у |
|||||
|
|
|
T4s |
|
|
|
|
|
|
■*- |
|
|
|
|
|
|
T4SH |
|
|
|
|
|
Рис. |
4.8.2. |
|
|
|
цепи обратной связи и таким образом заменяем гибкую обратную связь жесткой (пример 4.7.1). Преобразованная схема представлена на рис. 4.8.3.
Построим частотные характеристики системы, обведенной на рис. 4.8.3 пунктирной линией. Общий коэффициент усиления этой системы к = к2кзТі =
= |
4. Определяем сопрягающие частоты в порядке их возрастания: Ш] — І 'Т2= |
|
= |
20, (о2 |
1/Г4 = 50, (о3 = 1/Ті — 125. При частоте со = 1 откладываем |
198 |
ГЛ . 4. С Т Р У К Т У Р Н Ы Е СХ ЕМ Ы Л И Н Е Й Н Ы Х СИСТЕМ |
ординату, равную 20 lg к = 12,04 дБ, и через полученную точку А (рис. 4.8.4) проводим асимптоту низких частот с наклоном 20дБ/дек. В точке В наклон становится равным 0, в точке С — 20 дБ/дек и, наконец, в точке D —40 дБ/дек. Фазовая частотная характеристика этой системы получается путем суммирования фазовых характеристик элементарных звеньев.
Рис. 4.8 3.
С помощью номограммы (приложение 2) находим логарифмические частот ные характеристики системы, полученной путем замыкания жесткой отри цательной обратной связью системы, обведенной на рис. 4.8.3 пунктир ным прямоугольником. Логарифмические частотные характеристики этой замкнутой системы отмечены на рис. 4.8.4 индексом «з».
Рис. 4.8.4.
Совершенно так же строятся логарифмические частотные характеристики второй последовательной цепи элементарных звеньев, входящих в состав исследуемой системы. Эти логарифмические частотные характеристики пока заны на рис. 4.8.5.
Наконец, логарифмические частотные характеристики всей исследуемой разомкнутой системы, отмеченные па рис. 4.8.5 индексом 0, получаются суммированием найденных характеристик второй последовательной цепи и соответствующих характеристик замкнутой системы, изображенных на рис. 4.8.4.
§ 4.8. М ЕТОД Л О ГА РИ Ф М И Ч ЕСК И Х Ч А С ТО ТН Ы Х Х А Р А К Т Е РИ С Т И К 199
Изложенный метод позволяет быстро строить логарифмические частотные характеристики любых стационарных линейных систем, в том числе и очень сложных. При этом, как мы увидим в главе 6, поправки к асимптотическим характеристикам практически необ ходимо вносить только в тех интервалах частот, в которых фазо вая характеристика разомкнутой системы близка к ± jt.
Впрочем, существует большой класс стационарных линейных систем, для которых можно обойтись без точного построения фазо вых характеристик. А именно для систем, передаточные функции которых не имеют ни нулей, ни полюсов в правой полуплоскости комплексной переменной s, называемых обычно минимально-фазо выми *), фазовая характеристика полностью определяется ампли тудной характеристикой. Эта зависимость фазовой характери стики минимально-фазовой системы от амплитудной может быть выражена различными уравнениями. Мы приведем здесь без вывода следующую формулу, справедливую для любой минималь но-фазовой системы:
dL{®) |
1 |
- dL (|і) |
^ ( C O ) l i n P + CD |
d}l |
(4.8.4) |
|
^ (“ ) = Ж dig со ^ |
20л |
- dlgp |
dlgffl Jia|n-co| |
(1 |
||
|
||||||
|
|
|
где фазовая характеристика ф (ю) выражена в радианах, а ампли тудная характеристика L (ю) в децибелах.
*) Это название объясняется тем, что такие системы имеют минимальное отставание по фазе при любом значении частоты при данном значении ампли тудной характеристики. Подробнее об этом см. [8].