книги из ГПНТБ / Гольденберг Л.М. Импульсные и цифровые устройства учебник

lux — максимальный входной ток открытого транзистора-нагрузки (так как все Пі транзисторов-нагрузок открыты, на их входах дей­ ствуют высокие уровни Е \ снимаемые с Твыхі), причем

Входной ток в транзисторе Г,- максимален в том случае, когда открыт только транзистор Г,-, а все остальные транзисторы за­ крыты; при этом эмиттерный ток Т{ равен току резистора R3.

Из ур-ний (2.160), (2.161) находим

Рассмотрим теперь второй статический режим, при котором хотя бы на одном входе действует высокий уровень напряжения.

пирается, и напряжение на втором выходе должно быть высоким:

170

Напряжение на первом выходе в рассматриваемом случае должно быть низким: «вых і ^ £°- Согласно схеме

Формулы (2.159), (2.165), (2.168), (2.171) определяют область значений параметров, при которых обеспечивается выполнение ус­ ловия работоспособности схемы. Естественно, что неравенства (2.159) и (2.168), а также (2.165) и (2.171) должны быть совме­ стны, т. е.

Последние неравенства определяют, в частности, максимально допустимые коэффициенты разветвления (при выбранных пара­ метрах) или минимальные значения коэффициентов ß, при которых ■обеспечивается требуемая нагрузочная способность схемы.

Заметим, что на практике параметры схемы выбираются так, •чтобы удовлетворить как упомянутым условиям работоспособно­ сти, так и ряду других условий. Так, например, для того чтобы существенно не сказались нестабильность и разброс величины ■^б акті выбирают Ек Мб акт (например, выбирают Ек близким к максимально допустимому напряжению для данного типа транзи­ стора). Напряжение источника Е^ должно, очевидно, удовлетво­ рить условию Е° < Еб < £ ‘; обычно для получения симметричной передаточной характеристики ивых — 1 (ивх) выбирают

Для нормального функционирования элементов ПТТЛ их пара­ метры должны быть выбраны так, чтобы были согласованы соот­ ветственно низкие и высокие уровни на обоих выходах элемента, т. е. так, чтобы «|,ых , = «'ых 2, «°вых , = м°вых 2.

Для того чтобы открытые транзисторы Т0, Ти Т2, . . . , Тт ра­ ботали в активном режиме, т. е. чтобы коллекторные переходы ■открытых транзисторов оставались смещенными в обратном на­ правлении, необходимо, чтобы напряжение «бк между базой и

171

коллектором этих транзисторов было отрицательно (или, по край­ ней мере, не превосходило некоторой небольшой положительной величины). Другими словами, необходимо, чтобы низкий уровень напряжения на коллекторе был выше высокого уровня напряжения на базе, т. е. цКб мші = ик„„„ — и5 макс > 0. Очевидно, что в рас­ сматриваемой схеме это условие выполняется благодаря примене­ нию выходных эмиттерных повторителей; напряжение на выходе эмиттерного повторителя (которое является входным для после­ дующего элемента) меньше коллекторного напряжения транзисто­ ров Т0 или соответственно Ти . . . , Тт на величину напряжения база — эмиттер («б акт 0,7 В).

Переходные процессы

В схемах ПТТЛ длительность переходных процессов мала. Это обусловлено, как указано в разд. 2.53, следующими факторами.

Во-первых, открытые транзисторы работают в активном ре­ жиме, вследствие чего устраняется задержка выключения, связан­ ная с рассасыванием избыточного заряда.

Во-вторых, транзистор Т0 работает в режиме схемы ОБ и, кроме того, управляется по цепи эмиттера от источника с малым выход­

чаются быстро, так как управляющие перепады напряжения по­ даются на их базы от выходных эмиттерных повторителей пред­ шествующих элементов ПТТЛ: важно отметить, что в схемах ПТТЛ управляющие перепады напряжения невелики (порядка де­ сятых долей вольта), и поэтому при передаче отрицательных (за­ пирающих) перепадов напряжения транзисторы выходных эмит­ терных повторителей не запираются н отсутствует соответствую­ щая задержка в установлении выходных низких уровней (£°).

В-четвертых, для переключения схемы ПТТЛ требуются малые перепады управляющего напряжения и при этом сопротивления резисторов в схеме невелики; поэтому при достаточно больших значениях питающих напряжений токи, определяющие скорости перезаряда паразитных емкостей, оказываются большими и дли­ тельность этого перезаряда невелика.

Характеристики элементов ПТТЛ

Нагрузочная способность п элементов ПТТЛ велика благодаря их малому выходному сопротивлению (обусловленному выход­ ными эмиттерными повторителями на Тв ы х 1 и Твых2) и большому входную сопротивлению схемы (обусловленному отрицательной обратной связью через резистор RBв цепи эмиттеров входных тран­ зисторов Т1, Тт). Увеличение п ограничено ростом суммарной

172

.паразитной емкости и соответствующим снижением быстродей­ ствия.

Из условий работоспособности (2.172) и (2.173) следует, в ча­ стности, что зависимость нагрузочной способности элементов ПТТЛ

(«) по обоим выходам от коэффициентов усиления транзисторов |$ является квадратичной. Это обусловлено тем, что п тем больше* чем больше коэффициент усиления по току эмиттерного повтори­ теля и чем меньше величина входного тока нагрузочного транзи­ стора, которая, в свою очередь, обратно пропорциональна ß. Обыч­ но п < 10.

Коэффициент объединения по входу m ограничен ростом сум­ марной паразитной емкости (на выходе транзисторов Ти ..., Гт )г а также увеличением габаритов элемента за счет увеличения чис­ ла входных транзисторов. Обычно m ^ 5.

Быстродействие элементов, по упомянутым в пункте переход­ ные процессы причинам, весьма велико; обычно /ЭСр элементов ПТТЛ не превышает единиц наносекунд.

Помехоустойчивость элементов ПТТЛ невелика, так как для переключения схемы ПТТЛ требуется весьма небольшой положи­ тельный или отрицательный перепад напряжения; обычно Un по­ рядка 0,2 -=-0,3 В. Для увеличения помехоустойчивости необходимо увеличить амплитуду входных перепадов; при этом для предотвра­ щения насыщения входных транзисторов вводят дополнительный сдвиг выходных уровней напряжения эмиттерных повторителей от­ носительно коллекторных. Это достигается при помощи дополни­ тельных смещающих диодов, включаемых в цепи эмиттеров выход­ ных эмиттерных повторителей.

Потребляемая мощность относительно велика (для достижения быстрого перезаряда паразитных емкостей используются резисторы в схеме с малым сопротивлением). Обычно Рср — порядка десят­ ков милливатт.

2.6.7.МИКРОМОЩНЫЕ ЦИФРОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ

Всвязи с разработкой больших интегральных схем (ВРІО) и все более широким внедрением бортовых вычислительных и управ­ ляющих систем значительное внимание уделяется созданию микромощных (йли микроваттных) ЦРІС, т. е. схем, потребляющих в

расчете на одну основную ЦИС мощность РСр < 300 мкВт (обыч­ ные ЦИС потребляют единицы или десятки милливатт; ЦРІС боль­ шой мощности потребляют более 30 мВт).

Уменьшение потребляемой мощности достигается в основном за счет увеличения сопротивлений резисторов (т. е. уменьшения токов) в рассмотренных выше логических схемах. Наряду с этим разрабатываются и специальные микромощные логические схемы, в частности схемы на транзисторах дополняющей проводимости (типа п-р-п и типа р-п-р), потребляющие мощность только в про­ цессе переключения.

173

Основные количественные соотношения, записанные для рас­ смотренных выше ЦИС, сохраняют сил)' и для микромощных ва­ риантов. Следует, однако, отметить и некоторые особенности-пере­ ходных процессов и статических режимов микромощных схем. Так, например, с ростом сопротивлений резисторов уменьшаются ско­ рости заряда паразитных емкостей (барьерных, монтажа и т. д.) и возрастает время задержки включения. Поэтому важно, чтобы у применяемых транзисторов были невелики барьерные емкости; до­ пустимая величина паразитных емкостей ограничивает значения коэффициентов разветвления по выходу и объединения по входу (кстати, от их величин зависит и средняя мощность, потребляемая схемой, так как ими определяется минимально допустимая вели­ чина напряжения источника питания).

В микромощном режиме распространение получили только на­ сыщенные цифровые интегральные схемы. Эти схемы позволяют получить малые уровни входного напряжения (в открытом состоя­ нии) и обладают достаточно высокой помехоустойчивостью; в то же время длительность рассасывания в микромощных схемах мала по сравнению с общим временем задержки.

Выпускаемые промышленностью микромощные схемы типа РСТЛ, ДТЛ, ТТЛ потребляют мощность порядка Рср = 100-ь300 мкВт. Средняя задержка в этих схемах ^зср = 200-ь400 нс, нагрузочная способность п ^ . 8 .

2.7. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

2.7.1. КЛАССИФИКАЦИЯ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

Типы полевых транзисторов

Полевой транзистор — униполярный полупроводниковый при­ бор; ток в нем обусловлен только свободными основными носите­ лями в проводящем канале между двумя электродами (омически­ ми контактами) — истоком и стоком. Проводимость канала моду­ лируется поперечным (перпендикулярным направлению тока) электрическим полем, создаваемым при помощи управляющего электрода— затвора. Различают два класса полевых транзисторов: с управляющим р-/г-пере.\одом и с изолированным затвором; по­ следние, в свою очередь, делятся на А4ДП транзисторы (транзи­ сторы со структурой металл— диэлектрик — полупроводник) с встроенным проводящим каналом и МДП транзисторы с индуци­ рованным каналом.

Проводящие каналы в полевых транзисторах могут быть либо п-типа (в которых носителями заряда являются электроны), либо /О-типа (в которых носители заряда—дырки). При этом возмож­ ны два режима работы полевых транзисторов — режим обеднения и режим обогащения канала носителями заряда. В режиме обед­ нения рост абсолютной величины напряжения на затворе и3 при­

174

водит к уменьшению величины тока стока |ісІ транзистора, в ре­ жиме обогащения рост |л3| приводит к росту |і0|.

По самой структуре полевой транзистор с управляющим р-п- переходом может нормально работать лишь в режиме обеднения, МДП транзистор с индуцированным каналом — лишь в режиме обогащения, МДП транзистор с встроенным каналом — и в ре­ жиме обогащения, и в режиме обеднения. В настоящее время по технологическим и конструктивным соображениям в схемах на дискретных компонентах и в пленочно-гибридных микросхемах в качестве активных элементов используются преимущественно по­ левые транзисторы с управляющим р-л-переходом и МДП транзи­ сторы с встроенным каналом, а в ИС — МДП транзисторы с инду­ цированным каналом. При этом у большинства транзисторов с управляемым р-л-переходом — канал p-типа, у большинства МДП транзисторов с встроенным каналом — канал л-типа, а у МДП транзисторов с индуцированным каналом — канал р-типа.

Статические характеристики

На рис. 2.55 приведены структура, условное изображение и ти­ повые статические характеристики полевого транзистора с управ­ ляемым р-л-переходом с каналом p-типа (аналогичные характери-

иі и

г)

стики имеет транзистор с каналом л-типа, но здесь ППОр < 0 ) .

На рис. 2.56 и 2.57 приведены структуры, условные изображе­ ния и типовые статические характеристики соответственно для МДП транзисторов с встроенным каналом л-типа и индуцирован­ ным каналом p-типа (у МДП транзистора с встроенным каналом p-типа /Упор > 0; у МДП транзистора с индуцированным каналом л-типа Ппор > 0). Для различных типов полевых транзисторов по­ роговый уровень отпирания транзистора |[/ПОр| составляет вели­

175

чину порядка нескольких вольт. Рабочая точка открытого полевого транзистора может располагаться либо в пологой области сто­ ковых характеристик (так называемой области насыщения), либо в крутой области (так называемой триодной области) характери­ стик.

В качестве границы между крутой и пологой областями стоко­ вых характеристик обычно принимают геометрическое место то­ чек, для которых приближенно выполняется равенство ис = и3 —

— Üпор (см., например, пунктирную линию на рис. 2.57а). В крутой области, где стоковое напряжение мало (|пс|< |« з — £/ПОр|), стоко-

176

вын ток іс приблизительно линейно зависит от стокового напря­ жения и, кроме того, характеристика ic = f{uc) проходит через начало координат (именно поэтому МДП транзистор в этой обла­ сти может быть использован в качестве квазилинейного резистора).

Достаточно хородпая для практических расчетов аппроксимация характеристик транзистора в крутой области дается выражением [15]

практически не зависит от напряжения ис (выходное сопротивле­

ние Двы.ч = -д ^в этой области достигает сотен килоом); в этой

области зависимость стокового тока от напряжения затвора вполне удовлетворительно аппроксимируется квадратичной параболой

Одним из важных параметров полевого транзистора является его крутизна 5, т. е. крутизна характеристики ic = f(u3):

1 мА/В, а для МДП транзисторов ИС — 0,1 мА/В. Другим важным параметром является так называемый масштабный ток / м— сто­ ковый ток, определенный для полевых транзисторов с управляю­ щим р-я-переходом и для МДП транзисторов с встроенным кана­ лом при напряжениях и3 = 0, и0 — ІІПор, а для МДП транзисторов

следовательно,

т. е. все три основных параметра полевого транзистора Ua0р, Sa, Ім тесно связаны друг с другом.

177

Влияние подложки

Стоковый ток МДП транзистора зависит от напряжения иа под­ ложке ип\ изменение напряжения между подложкой и истоком приводит к модуляции проводимости канала; например, повыше­ ние величины напряжения иПна подложке МДП транзистора с ин­ дуцированным каналом p-типа (ип > 0) приводит к уменьшению стокового тока іс, так как уменьшается проводимость канала в ре­ зультате расширения изолирующего обедненного слоя в подложке. Следовательно, подложка может выполнять роль второго затвора; однако входное сопротивление МДП транзистора по этому за­ твору (оно порядка сопротивления обратно смещенного р-/г-пере- хода) во много раз меньше входного сопротивления по основному затвору, изолированному диэлектрическим слоем. Влияние напря­ жения ип подложки на статические характеристики транзистора может быть учтено изменением его порогового уровня [15]:

эффициент, зависящий, в частности, от уровня концентрации приме­ сей в подложке. Обычно в дискретных полевых транзисторах под­ ложка непосредственно соединена с истоком, т. е. иа = 0; в МДП транзисторах ИС это практически невозможно и поэтому даже при «заземлении» подложки ее потенциал ип относительно истока может отличаться от нуля, когда исток не «заземлен».

Быстродействие полевых транзисторов

Быстродействие полевых транзисторов определяется временем пролета tnp носителей заряда вдоль канала и длительностью пере­ заряда t0 паразитных емкостей — емкостей затвор — исток, за­ твор— сток, подложка — исток, подложка — сток (каждая из этих емкостей — порядка десятых долей пикофарады)'и, кроме того, мон­ тажных емкостей и емкостей выводов корпуса (порядка 1 пФ). Обычно tnp<^tc (^пр — порядка долей наносекунды, tc — порядка десятков наносекунд). Поэтому в практических расчетах полевой транзистор рассматривается как безынерционный прибор — гене­ ратор тока ic = Su (где и — входное управляющее напряжение транзистора), шунтированный эквивалентной емкостью С0 и выход­ ным дифференциальным сопротивлением транзистора Япых-

2.7.2. СОПОСТАВЛЕНИЕ СВОЙСТВ И ВОЗМОЖНЫХ ПРИМЕНЕНИЙ ПОЛЕВЫХ И БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

Важнейшим свойством полевых транзисторов является их боль­ шое входное сопротивление RBX по постоянному току: RBX =» ~ ІО7— ІО9Ом у полевых транзисторов с управляющим р-п-пере-

178

транзисторы, и прежде всего МДП транзисторы, в статических ре­ жимах практически не потребляют тока во входных цепях; тем са­ мым обеспечивается возможность построения ключевых элементов с большой нагрузочной способностью. Использование МДП тран­ зисторов с каналами различного типа проводимости позволяет строить переключательные схемы, потребляющие весьма мало энергии.

Отметим также возможность построения однородных структур на полевых транзисторах — они могут выполнять роль и активных и пассивных (нагрузочных) компонентов. Важно указать на зна­ чительно более высокую радиационную стойкость полевых транзи­ сторов, чем биполярных. Весьма существенно, что площадь, зани­ маемая МДП транзистором на поверхности подложки, меньше, чем площадь, занимаемая биполярным транзистором, и это позволяет повысить степень интеграции в ИС на МДП транзисторах.

Вместе с тем необходимо отметить и недостатки полевых тран­ зисторов по сравнению с биполярными; главным из них является относительно невысокое быстродействие; можно также отметить большую величину выходного сопротивления включенного поле­ вого транзистора.

2.7.3. КЛЮЧИ С ЛИНЕЙНЫМ РЕЗИСТОРОМ В НАГРУЗКЕ

Простейшая ключевая схема на МДП транзисторе с линейным резистором R в нагрузке приведена на рис. 2.58а. Входное напря­ жение принимает по абсолютной величине либо низкое значение

по абсолютной величине уровень напряжения UlBUX= — Ес.

При Ивх = Двх и I Двх| > | U„о? I транзистор открыт и на выходе

напряжения Ес обеспечивается расположение рабочей точки откры­

по характеристике выбранного транзистора. Например, пусть

Двх= —2В, UlBX= — 6В и пусть выбран МДП транзистор, у кото­ рого ѵ = 10м кА /В 2, t/пор = — 4В. Для согласования высоких

179