книги из ГПНТБ / Гольденберг Л.М. Импульсные и цифровые устройства учебник

уровней выбираем Ес = 6В (при этом U\ых = — 6В = U’DX); для согласования низких уровнен (учитывая, что рабочая точка рас­ положена в пологой области) определяем согласно ф-ле (2.176)

ток ic = Ic = Y ([/L — и,Юр)2 = 20 мкА и учитывая мСМІШ= £/вХ, вы­

числяем R — (Ес— I£/°х I)//с = 200 кОм.

Длительность переключения ключа, как отмечалось выше, оп­ ределяется в основном временем заряда и разряда эквивалентной

паразитной емкости С0 (показанной пунктиром на рис. 2.58а). При запирании МДП транзистора емкость С0 заряжается током рези­ стора R и длительность фронта равна:

Обычно это величина порядка десятков или сотен наносекунд. При отпирании МДП транзистора емкость С0 разряжается

где Rmx — выходное сопротивление транзистора.

180

2.7.4. КЛЮЧИ С МДП ТРАНЗИСТОРОМ В НАГРУЗКЕ

Наряду с линейными резисторами роль нагрузки ключа может играть МДП транзистор; более того, в настоящее время во многих ИС отсутствуют другие компоненты, кроме МДП транзисторов.

На рис. 2.59 приведены два .варианта ключей, в которых МДП транзисторы Т\ используются как управляющие («активные») ком­ поненты, а МДП транзисторы Т2 — как нагрузочные компоненты; схема рис. 2.59 характерна для ключей на дискретных МДП тран­ зисторах (подложка соединена с истоком); схема рис. 2.59 харак­ терна для ключей на ИС (подложка заземлена).

е)

Рассмотрим вначале схему рис. 2.59а.

Напряжение смещения на затвор нагрузочного компонента выбирается либо равным напряжению источника питания ЕС(Е3 = = Е С), либо больше его (Е3 > Е С). В первом случае при Е3 = ЕС

напряжения на стоке относительно истока ис» и затворе и'зи (штри­ хами отмечены величины, относящиеся к нагрузочному компо­ ненту), равны (и'зн = м'„), вследствие чего нагрузочный МДП транс­

форматор работает в режиме, соответствующем пологой области своих характеристик; действительно, этот режим наступает уже

181

управляющего транзистора) должно быть низким по абсолютной

величине | ивых | = | и°вых \ < | U„ор | (например, U°Dh]X= — 1 В). Ос­ новная часть напряжения питания Ес при этом должна падать на нагрузочном компоненте, т. е. напряжение | u'n j между стоком и

истоком открытого (в пологой области) нагрузочного МДП тран­

сопротивление нагрузочного компонента Rmrp должно быть много

где R'0 — сопротивление МДП транзистора постоянному току; с уче­ том (2.179)

S' — крутизна. Из ф-лы (2.182), в частности, следует, что на­ грузочный МДП транзистор, работающий в пологой области, мож­ но представить эквивалентной схемой в виде последовательного со­

единения резистора с сопротивлением RQ и источника напряжения

Ес = Ес — Unop (рис. 2.59а).

Согласно ф-ле (2.183), чем меньше коэффициент ѵ', тем больше сопротивление и меньше крутизна транзистора. Так, например, при

£ , . = 10 В, и'Пор= — 4 В, ѵ '= 3 мкА/В2 получаем £ / =18мкА/В,

Ro ^ 112 кОм. Крутизна S управляющего транзистора обычно на порядок больше, а его сопротивление на порядок меньше соответ­ ствующих параметров нагрузочного МДП транзистора.

Когда Ывх = £7вх(| Ulx I < I Uпор |), управляющий МДП транзи­ стор заперт, нагрузочный транзистор по-прежнему открыт (в по­ логой области), причем эквивалентное напряжение питания его

равно: Е'с— Ес— | t/пор J и, следовательно, напряжение на выходе

не потребляет тока и можно пренебречь остаточным током закры­ того транзистора и токами утечки). На рис. 2.59Ö приведены вольтамперные характеристики управляющего и нагрузочного МДП транзисторов ключевой схемы, изображенной на рис. 2.59а.

Uвх = — 10В, С/°вых= - З В , что получается за счет соответствую­ щего выбора управляющего и нагрузочного транзисторов.

Основным недостатком рассмотренной схемы ключа (при £3 = = £ с) является низкое быстродействие. Действительно, при вы­

182

ключении управляющего транзистора шунтирующая его емкость Со заряжается через большое сопротивление нагрузочного МДП транзистора. Кроме того, вследствие нелинейности вольтамперной характеристики по мере заряда емкости С0, особенно при прибли­

жении выходного напряжения к уровню | Е'с\ = Ес — \ U'n0?|, все более уменьшается ток через нагрузочный МДП транзистор и, сле­ довательно, уменьшается скорость заряда. В результате длитель­

ность фронта выключения 4> достигает сотен или тысяч наносекунд.

практически линейна, т. е. в этом режиме МДП транзистор вы­ полняет роль квазилинейного резистора; его сопротивление обычно порядка единиц или десятков килоом. В результате длительность выключения сокращается в несколько раз по сравнению с ранее рассмотренным случаем (когда Е3 — Ес). Следует отметить, что при работе нагрузочного МДП транзистора в крутой облаЬти, есте­ ственно, уменьшается выходное сопротивление ключа и в стати­ ческом режиме и увеличивается перепад выходного напряжения при переключении ключа. Надо, однако, иметь в виду, что для под­ ключения отдельного источника Е3 необходим специальный допол­ нительный вывод, что весьма существенно усложняет технологиюпроизводства ИС.

До сих пор рассматривалась схема рис. 2.59а; теперь рассмот­ рим особенности схемы ключа, в котором подложка нагрузочного МДП транзистора заземлена (т. е. в ИС оба МДП транзистора Ті и Т2 изготовляются на общей подложке).

В этой схеме при изменении выходного напряжения изменяется напряжение между истоком и подложкой нагрузочного МДП тран­

зистора, вследствие чего его пороговое напряжение 1 ) аор оказы­ вается не постоянным, а зависит от выходного напряжения.

С увеличением порогового напряжения уменьшается ток через нагрузочный, а следовательно, и через управляющий МДП тран­ зистор; поэтому уменьшается напряжение на выходе открытого управляющего МДП транзистора. Это напряжение можно опре­ делить путем совместного решения уравнений для вольтамперных характеристик обоих транзисторов и ур-ния (2. 179),‘устанавли­ вающего связь между пороговым уровнем и напряжением под­ ложка— исток нагрузочного МДП транзистора.

Мощность, потребляемая ключом от источника питания Ес в стационарных режимах, определяется напряжением Ес и током / с, протекающим через транзисторы Т\ и Т2. В режиме, когда управ­

ляющий транзистор Т\ заперт (напряжение на выходе —UlBblx,

183

логическая единица), ток, потребляемый схемой, весьма мал; он оп­ ределяется суммой остаточного тока через закрытый транзистор и токов утечки. В режиме, когда транзистор Т\ открыт (т. е. ивых =

= t/вых, логический нуль), потребляемый ток равен току стока транзистора 7Y, потребляемая при этом мощность (порядка еди­ ниц милливатт) в основном рассеивается нагрузочным МДП тран­ зистором. Для уменьшения ее до единиц микроватт весьма пер­ спективно применение схем ключей на МДП транзисторах с ин­ дуцированными каналами дополняющих типов проводимости.

Пример такой схемы приведен на рис. 2.60а; здесь в качестве управляющего используется МДП транзистор Г, с каналом /г-типа, а в качестве нагрузочного — МДП транзистор Т2 с каналом р-типа.

Управляющее напряжение подается одновременно на затворы обоих транзисторов; подложки транзисторов соединены с исто­

когда транзистор Т{ заперт, транзистор Т2 открыт, так как

возрастании (с конечной скоростью) входного напряжения от £/вх откроется сначала транзистор 7^ и в течение некоторого времени оба транзистора оказываются открытыми; схема потребляет боль­ шой ток и, следовательно, большую мощность от источника Дс;

поэтому предпочтительнее режим, когда Ес < Uпор + | Дпор |.

J84

Как было отмечено выше, мощность, потребляемая ключом на МДП транзисторах с каналами дополняющих типов, в стационар­ ных режимах незначительна и практически мощность расходуется лишь на перезаряд шунтирующих емкостей в процессе переклю­ чения.

Нагрузочная способность ключевых схем на МДП транзисторах весьма велика (примерно на порядок выше, чем у ключевых схем на биполярных транзисторах); это обусловлено тем, что входные сопротивления МДП транзисторов весьма велики (ток в цепи изо­ лированного затвора весьма мал). На практике число ключевых

схем на МДП транзисторах, которое может быть подключено в качестве нагрузки к выходу данной ключевой схемы, ограничено допустимым ухудшением длительности фронтов: рост числа клю­ чевых схем-нагрузок приводит к росту эквивалентной паразит­ ной емкости (за счет входных емкостей схем-нагрузок), шунтирую­ щей выходные зажимы рассматриваемой ключевой схемы. Следует отметить, что иногда (например, при' каскадном соединении ди­ скретных логических элементов на МДП транзисторах) для пред­ отвращения пробоя диэлектрического слоя затвора между затво­ ром и подложкой включается так называемый охранный элемент, роль которого обычно выполняет обратно смещенный р-/г-переход. Обратные токи через р-/г-переходы значительно больше тока утечки затвора, что и приводит к снижению нагрузочной способности клю­ чевой схемы.

183

2.7.5. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ

Логические элементы реализуются на рассмотренных выше ключах. По технологическим соображениям выпускаются в ос­ новном логические интегральные схемы, в которых используются лишь МДП транзисторы с индуцированным каналом p-типа. На рис. 2.61а, б приведены схемы, реализующие соответственно логи­ ческие функции ИЛИ — НЕ и И — НЕ для сигналов отрицательной полярности (логическому нулю соответствует, например, уровень U0 = —1 В, логической единице — уровень U1 — 10 В).

Пример логической схемы на МДП транзисторах с каналами дополняющих типов проводимости приведен на рис. 2.61а. Если на все три входа поданы низкие потенциалы (т. е. логический нуль), то Tit Т5, Т6 заперты, Ти Т2, Т3 отперты, выходное напряжение вы­ сокое, близкое к величине Е (логическая единица). Если хотя бы на один вход, например Вх 1, подан высокий потенциал («1»), то отпирается Т6 и на выходе появляется низкий потенциал («0»), Та­ ким образом, рассматриваемая схема реализует логическую функ­ цию ИЛИ — НЕ положительных сигналов. Аналогично могут быть построены и другие логические схемы.

2.8. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА ФЕРРОМАГНИТНЫХ СЕРДЕЧНИКАХ С ПРЯМОУГОЛЬНОЙ ПЕТЛЕЙ ГИСТЕРЕЗИСА (ППГ)

2.8.1. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СЕРДЕЧНИКОВ С ППГ

Сердечники с ППГ изготовляют либо из сверхтонкой ленты (толщиной в единицы микрон) текстурованного ферромагнитного сплава (например, пермаллоя), либо из ферритов.

На практике применяют чаще всего сердечники с ППГ, имею­ щие форму тороида с прямоугольным сечением (рис. 2.62); обычно

Если на сердечник намотано ш витков, то магнитодвижущая сила (мдс)

а соответствующая напряженность поля в точках средней силовой линии

где I — ток в обмотке w, I — длина средней линии магнитопровода сердечника.

Магнитный поток Ф в сердечнике связан с мдс F некоторой функциональной зависимостью Ф — f(F). Если предположить, что поток Ф распределен по сечению равномерно, то индукция в сер-

186

дечнике В = Ф/5 будет связана с напряженностью поля Н ана­ логичной функцией В — f(H).

Статическая характеристика В = f(H) сердечника представляет собой петлю гистерезиса, снятую при медленном изменении намаг­ ничивающего поля. Пример предельной ста­

(перемагничиваемый по предельной петле) находится в одном из двух возможных состояний намагничивания, соответствующих зна­ чениям остаточной индукции + ß r и —Вг. Можно, например, усло­

петли гистерезиса является ко­ эффициент прямоугольное™

обусловленный изменением ин­ дукции

АB = BS — Br (2.189)

при намагничивании сердечни­

зуется ряд других, например дифференциальная магнитная прони­ цаемость в области насыщения:

Необходимо отметить также температурные свойства сердеч­ ника. У всех ферромагнитных материалов есть некоторая крити­ ческая температура — так называемая точка Кюри Ѳ, выше кото­ рой вещество . теряет свои ферромагнитные свойства. Так, для

18Г

При изменении температуры изменяется форма петли гистере­ зиса феррита: при повышении температуры уменьшаются значения Br, Bs, Hs, уменьшается также площадь петли и, что особенно важно, ухудшается ее прямоугольность; например, при изменении температуры на 60° С коэффициент прямоугольности к изменяется для сердечников типа 0,16 ВТ больше чем на 30%, для сердечни­ ков типа 0,7 ВТ — на 5%.

У ленточных материалов температурные зависимости выражены

а у ленточных сердечников указанные параметры в этом темпе­ ратурном интервале изменяются незначительно.

Статические параметры некоторых ферритов и ленточных сер­ дечников с ППГ при комнатной температуре приведены в табл. 2.7.

Т а б л и ц а 2.7

2.8.2. ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ СЕРДЕЧНИКА С ППГ ИМПУЛЬСОМ ТОКА

Сердечник переводят из одного состояния в’другое путем соз­ дания в нем намагничивающего поля соответствующей полярности; это поле создается при помощи импульсов тока, подаваемых в об­ мотки.

Основными динамическими характеристиками сердечников являются зависимость длительности перемагничивания (переклю­ чения) t„ и амплитуды напряжения на обмотке w сигнала U от амплитуды импульсного перемагничивающею поля Нт :

На рис. 2.64 приведены временные диаграммы процесса пере­ ключения. На обмотку сердечника действует прямоугольный им­ пульс тока I, создающий в нем прямоугольный импульс напряжен­

ие

ности магнитного поля. Характер изменения магнитной индукции В (и магнитного потока Ф) при изменении напряженности поля Н определяется рядом факторов, таких, как магнитная «вязкость», возникновение вихревых токов и т. п.

Пусть до момента іі сердечник находится в состоянии —Вг (т. е. в сердечнике «записан» код «О»). В момент 11 поступает переключающий импульс с амплитудой Нт и длительностью іп.

С этого момента магнитная индукция В и вместе с ней напряже­ ние на обмотке до начинают возрастать: ■

К моменту t2 магнитная индукция достигает почти максималь­ ного уровня (насыщения) Вт fa Bs и напряжение на обмотке до становится близким к нулю; время переключения сердечника tn і из состояния 0 в состояние I определяется промежутком t2 — tu

189