книги из ГПНТБ / Грабовски, К. Параметрические усилители и преобразователи с емкостным диодом
.pdfГЛАВА ТРЕТЬЯ
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ РЕЗОНАНСНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
На основе приведенной упрощенной теории параметрических систем рассмотрим основные свойства параметрических резонансных преобразователей в случае малых сигналов, причем из рассмотрения исключим полосы пропускания анализируемых схем. Это связано с тем, что в диапазоне СВЧ, в котором, в основном, и применяются та кие преобразователи из-за их малых шумов, как корпус варакторного диода, так и взаимодействующие с ним СВЧ цепи не удается в широком диапазоне частот заменить простыми резонансными контурами, так как они представляют собой сложные структуры с распределенными постоянными1 '. Исключение полосы пропускания из настоящего об суждения дает возможность пренебречь паразитными параметрами кор пуса диода при выводе зависимостей, определяющих основные харак теристики параметрических устройств: усиление преобразования, температуру шума, входной и выходной импедансы.
Из приведенного ранее анализа схем, содержащих нелинейные емкостные диоды, следует, что в них возникают токи и напряжения с частотами
шп = ш0 + яю„, |
(3 -0 |
где со0 — частота приложенного сигнала, п — целое число, а сон — частота генератора, управляющего варакторным р-п переходом таким образом, что его дифференциальный эластанс становится периоди ческой функцией времени и может быть представлен с помощью ряда
s ( 0 = |
Ъ 5 п е / п и н . |
(3.2) |
П = — с о
Генератор накачки, влияя на изменение величины эластанса р-п перехода, на котором помимо напряжения накачки действует также напряжение сигнала, подводит мощность, которая может быть ис пользована2 ' для усиления мощности сигнала с частотой ш0 либо с час тотами ю„ [23, 24, 31, 33, 35, 37], определяемыми формулой (3.1) и по являющимися в результате преобразования частоты.
1 1 Эквивалентная схема присоединенных к диоду С В Ч цепей сильно зависит от конструкции. Наибольшая трудность при создании широкополосных конст рукций состоит в реализации присоединенных к диоду С В Ч элементов, имеющих
минимальную |
запасенную электрическую энергию. Пример таких цепей описан |
в дополнении. |
(Прим. ред.) |
2 ) Это вытекает из соотношений Мэнли и Роу, рассмотренных в § 2.3.
61
Различные виды параметрических схем условились классифици» ровать в зависимости от того, как соотносятся входная и выходная частоты накачки и на скольких и на каких среди теоретически бес конечного числа частот соп (3.1) можно выделить мощность с помощью соответствующей конструкции линейной цепи Z (со) (рис. 2.4).
в) • г)
|
ж) |
3) |
Ц. |
|
1ST |
и; |
— |
|
х) % . л)
U s - W u
о)
«и
«и
Рис. 3.1. Типичные «частотные» схемы параметрических преобразователей:
а, б — двухчастотный |
преобразователь с верхней боковой типа модулятора; в, г, д'— трех- |
||||||||||||
частотный |
с верхней |
боковой |
типа модулятора, |
е — двухчастотный с |
нижней боковой типа |
||||||||
модулятора |
(регенеративный); |
з — двухчастотный с нижней |
боковой |
типа |
модулятора, |
ж, |
|||||||
и — двухчастотный |
с нижней |
боковой типа демодулятора |
(нерегенеративный); |
к, л, |
м — трех- |
||||||||
частотный |
смеситель |
с верхней |
боковой типа |
демодулятора; |
я — двухчастотный |
с |
нижней |
||||||
боковой типа демодулятора; |
о — трехчастотный |
с нижней боковой типа демодулятора; |
п — |
||||||||||
четырехчастотный |
с |
верхней |
боковой типа модулятора; |
р — четырехчастотный |
с |
нижней |
|||||||
|
|
|
|
|
боковой типа модулятора. |
|
|
|
|
|
|
62
Если частота в нагрузке совпадает с частотой генератора сигна лов, то рассматриваемое устройство является усилителем. Если же входная частота отлична от частоты на выходе параметрической схемы, то будем иметь дело с преобразователем.
Используя предложенный Пенфилдом и Рэфьюзом [35J способ обозначения отдельных частот, участвующих в процессе преобразо вания, можно символически изобразить различные типы преобразова телей. На рис. 3.1 стрелками обозначены выход и вход. Индекс s от носится к частоте сигнала, индекс н — к частоте накачки, а индекс i
4ый -и3 со;
2uH~us
и,-
а~) |
5) |
В) |
г) |
д) |
Рис. 3.2. Нетипичные «частотные» схемы параметрических преобразователей.
и треугольник, имитирующий нагрузку, — к так называемым холос тым частотам дополнительных (холостых) контуров, в которых также допускается выделение мощности. В соответствии с [4] будем называть:
—преобразователем типа модулятора —• устройство, выходная частота которого больше частоты входного сигнала;
—преобразователем типа демодулятора — устройство, выходная частота которого меньше частоты входного сигнала;
—преобразователем с верхней боковой — устройство, в котором модуляционный спектр сигнала не подвергается инверсии на оси час тот, а лишь смещается (сдвигается);
—преобразователем с нижней боковой — устройство, в котором
модуляционный спектр сигнала подвергается не только сдвигу, но
иинверсии на оси частот;
—^-частотным преобразователем-— устройство, в котором общее число частот в процессе преобразования составляет k, включая час тоты сигнала, выходную, а также холостые частоты.
На рис. 3.2 показано несколько нетипичных примеров, не исполь зуемых на практике, идея которых достаточно ясна из «частотной» схемы.
Подобное графическое представление возможно и для усилителей, с той, однако, разницей, что сигнальная частота будет одинаковой на
63
входе и выходе, а все прочие частоты будут холостыми. На практике1 ', однако, чаще всего применяют устройства (рис 3.3) с одним холостым контуром, настроенным на частоты со£ = сок — cos, либо сог = 2со„ —
— o v
Рис. 3.3 Типичные «частотные» схе мы параметрических усилителей.
Далее детальный анализ параметрических усилителей и преобра зователей будет опираться на приведенный ранее метод «усеченных» матриц проводимости, который используется при условии обеспече ния конструктором соответствующей селективности контуров пара метрического преобразователя или умножителя.
3.1. ОБЩИЕ АНАЛИТИЧЕСКИЕ ВЫРАЖЕНИЯ, ОПИСЫВАЮЩИЕ СВОЙСТВА МНОГОЧАСТОТНЫХ РЕЗОНАНСНЫХ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ [16, 18]
Рассмотрим наиболее общий случай так называемого многочастот ного параметрического преобразователя, который характеризуется произвольным (конечным) числом резонансных контуров [7, 38, 40],
Х ) То обстоятельство, что используются только двухчастотные схемы, свя зано как с простотой реализации, так и с тем, что целый ряд многочастотных схем не имеет каких-либо принципиальных преимуществ. Техническое значение на сегодня имеют только 3 многочастотные схемы:
— преобразователь с верхней и нижней боковой, используемый как уси
литель |
видеочастоты |
(§ 3.6). Основное преимущество такой схемы — малые |
|
шумы |
и возможность |
нейтрализации выходной емкости источника сигнала [43]; |
|
— трехчастотная схема, в которой нагрузка холостого контура, частота |
|||
которого |
ниже сигнальной, образуется вносимым сопротивлением из третьего |
||
контура. |
Такая схема |
позволяет получить те ж е шумовые характеристики, что |
идвухчастотная, но при меньшей частоте накачки [42];
—трехчастотная схема, в которой регенерация идет на двух частотах, ле жащих ниже частоты сигнала. На этих частотах потери в диоде меньше, и поэтому требования к нему слабее. Эта схема представляет интерес для миллиметрового диапазона [42] .
Так как качество диодов улучшается и появляется возможность создать
твердотельные источники накачки |
на |
все более высокие |
частоты, |
то вопрос |
|
о том, |
насколько перспективны |
две |
последние схемы, |
остается |
открытым. |
{Прим. |
ред.) |
|
|
|
|
64
а также произвольным числом гармоник в разложении в ряд Фурье переменного эластаиса s (t) (3.2). За основу анализа примем упрощен ную эквивалентную схему многочастотного преобразователя с сосредо
точенными постоянными |
(рис. |
3.4), |
в |
которой |
к |
переменной |
емкости |
|||||||||
с (t) |
параллельно1) |
подключены |
ветви, содержащие |
селективные |
фильт |
|||||||||||
рующие цепи Zn. |
Число |
этих |
вет |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
вей совпадает с числом целых |
по |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
ложительных |
и |
отрицательных |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
чисел, содержащихся |
в |
некотором |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
конечном |
множестве |
А |
(2.35). В |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
одну |
из |
этих |
ветвей, |
фильтр |
ко |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
торой настроен на частоту а>0, |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
включен генератор гармонического |
|
Р и с . |
3 4 . |
упрощенная |
эквивалент- |
|||||||||||
напряжения |
U0 |
ЭТОЙ |
|
частоты; К |
|
пая |
схема |
многочастотного |
преоб- |
|||||||
другой, |
например, настроенной |
на |
|
|
• |
|
разователя. |
|
||||||||
частоту |
cOjVfI подключена |
нагрузка |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
Z n a r p |
, в которой выделяется |
мощность |
сигнала |
|
после |
преобразова |
||||||||||
ния. |
Каждый |
из |
фильтров |
Zn, |
по |
условию, |
имеет большую |
доброт |
ность, пропускает сигналы одной только частоты со„ и представляет
собой очень большое сопротивление (2.36) для |
сигналов с другими |
||||
частотами. Из рис. 3.4 |
видно, |
что |
импеданс |
Z (со„), определенный |
|
в (2.30), отождествляется |
с |
Zn: |
|
|
|
|
Z |
(ап) |
« |
Zn, |
(3.3) |
поскольку справедливо предположение о больших добротностях Z n . Сходство уравнений (2.39) с уравнениями, описывающими много звенные цепи с постоянными во времени параметрами, дает возмож ность сразу же определить основные параметры, характеризующие многочастотный параметрический преобразователь: входной и выход ной импедансы, обменное усиление преобразования2* и температуру
шума.
1 } Следует |
заметить, |
что схема на рис. 3.4, в которой не учтено |
последова |
тельное сопротивление Rs, |
физически связанное с переменной емкостью |
варактор- |
|
ного диода, не |
представляет собой противоречащей действительности |
идеализа |
ции условий работы преобразователя, как |
так это сопротивление в соответствии |
с (2.27) может быть включено в каждом из |
контуров Zn [41] . |
2 > Использование понятия обменной мощности (приложение П.1) вместо располагаемой мощности объясняется тем, что во многих случаях [13] входные и выходные импедансы параметрических устройств имеют отрицательную дейст вительную часть. Тогда понятие располагаемой мощности теряет свой смысл и остается справедливым определение обменной мощности. Если же рассматривае мые схемы имеют положительную действительную часть входного и выходного импедансов, то определение обменной мощности сводится к определению рас полагаемой мощности.
По аналогии с максимально достижимым усилением, которое является от ношением достижимых мощностей на входе и выходе, выражение (3.8) -мы назва ли обменным усилением. В дальнейшем изложени для простоты эту величину будем называть усилением и только ее будем использовать далее, если только не будет указано отступления от этого правила.
3 Зак. 1235 |
65 |
Входной импеданс преобразователя определим как
%ъх |
— U<Jlv\ua+o — Z R , ' |
(3 . 4) |
|||
и в соответствии с (2.39) |
|
|
|
|
|
Z B S = (Д/Аоо) — 2 Г , |
|
( 3 . 5 ) |
|||
где А — определитель матрицы [Z] в |
(2 . 39), |
A 0 O — соответствующий |
|||
минор (кофактор) этого определителя, |
Z r — внутреннее сопротивле |
||||
ние генератора (рис. 3 . 4), |
являющееся частью импеданса Z 0 . |
||||
Выходной импеданс преобразователя определяем со стороны клемм |
|||||
нагрузки: |
|
|
|
|
|
4 ы х = |
UMIIM |
|уЛ1*0 — Z H |
a r p |
(3-6) |
|
и в соответствии с (2.39) |
|
|
|
|
|
|
= ( Д / Д м . м ) — z } |
|
( 3 . 7 ) |
||
|
|
|
иагр' |
|
|
где Ам, и—соответствующий |
минор |
определителя |
матрицы [Z], |
||
a Z H a r D — импеданс нагрузки, |
являющийся |
частью |
импеданса Z^. |
Обменное усиление преобразования вычисляется как отношение обменной мощности сигнала на выходе [20, 22] к обменной мощности генератора сигнала Рег:
2 |
R e [ Z r ] |
и0 |
( 3 . 8 ) |
R e [ Z D b I X |
где ЕЛ10 — напряжение холостого хода (1м = 0) в выходном контуре преобразователя, U0 — э. д. с. генератора сигналов.
Используя (2 . 39), получаем
|
|
Емо = U0 |
2 Zjw, k |
|
( 3 . 9 ) |
|
|
|
|
it ел |
Л Л1, |
M |
|
где Ao.a — минор 0, k, образованный |
из минора определителя |
матри |
||||
цы [Z1. |
|
|
|
|
|
|
Тогда |
общее выражение |
для усиления |
многочастотного |
преоб |
||
разователя |
примет вид |
|
|
|
|
|
|
|
1УИ |
k |
|
|
|
|
2 |
0, |
|
|
(3 . 10) |
|
|
к — |
м |
|
|
||
|
k 6 А |
м, |
|
|
|
Эффективной входной температурой шума преобразователя будем называть [21] температуру шумов на всех частотах спектра выходной мощности, выраженную в градусах Кельвина, приписываемую одно-
66
временно всем.входным сопротивлениям эквивалентного нешумящего1 ' преобразователя и вызывающую выделение в нагрузке такой же самой мощности на один герц, какая выделилась бы, если реальный преоб разователь работал с подключенными к его входам нешумящими экви валентными2' сопротивлениями3 '.
Приведенное определение дает [5] простую физическую интер претацию эффективной входной шумовой температуры Те как такого физического приращения шумовой температуры подключенных к вхо дам преобразователя сопротивлений, которое фактически представ ляет собой внутренние шумы смещения без учета шумов нагрузки. Ис пользование понятия Те позволяет оперировать нешумящим преобра зователем, на входах которого находятся (условный прием) сопротив
ления с температурой, |
в Те |
раз большей их действительной |
стандарт |
ной температуры Го = |
290° К. |
|
|
Обозначим через |
WmMm |
составляющую спектральной |
плотности |
обменной мощности шумов на выходе, связанную с шумящими элемен тами в контуре преобразователя, настроенном на частоту со т . Спект ральная плотность результирующей обменной мощности шумов на выходе смесителя будет тогда суммой всех W^mM, суммированных по пг. Отношение этой величины к плотности обменной мощности шумов
на выходе, которая возникает под влиянием шумов сопротивле ния генератора сигнала при нормальной температуре Т0 = 290° К, умноженное на эту температуру, будет равно [6, 21, 23] эффективной
входной |
шумовой температуре |
Те: |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.11) |
причем |
при расчете |
WMMM |
по |
определению |
не учитываются |
шумы |
||||
нагрузки |
Z H a r p . |
|
|
(2.39) [18] с использованием |
(3.7), |
(3.9) |
||||
После |
преобразований |
|||||||||
и (3.10) |
окончательно получаем |
|
|
|
|
|||||
1 } Под |
нешумящим |
смесителем |
понимается |
идеализированная |
схема |
реаль |
||||
ного смесителя, из |
которой удалены все внутренние |
источники шумов и |
сопро |
|||||||
тивление нагрузки |
которой не |
шумит. |
|
|
|
|
||||
2 > Например, |
сопротивления, |
находящиеся |
при |
температуре |
0° К. |
|
||||
3 > Определение Хауса, требующее равенства |
нулю температуры всех |
нагру |
зок, подключенных к выходам, для параметрических систем неудобно. Так как параметрический преобразователь — не направленная система, то шумы нагруз ки на выходе усиливаются и вновь подаются в выходную цепь. Охлаждение этих нагрузок не всегда возможно (схемы, где нагрузкой является включенная
через |
циркулятор антенна, |
направленная |
в |
небо — |
холодный |
рупор |
|
(см. рис. 3.16) — не получили |
распространения |
[41]) . Поэтому в литературе |
|||||
часто пользуются другим определением, |
когда |
температуру |
нагрузки |
(напри |
|||
мер, |
физическую температуру |
.вентиля |
между |
преобразователем и последую |
|||
щим каскадом) считают равной |
нормальной. (Прим. |
ред.) |
|
|
*> При расчете этой мощности принимаем, что сопротивление на входе преоб разователя находится при температуре абсолютного нуля и не вносит никаких шумов в схему.
з* |
67 |
|
2 - -М, к • \;г, к |
I4 Л Д / Re [Z-r |
AM |
|
т.= |
|
|
||
in 6 А |
*Л1, М |
kG А |
|
|
|
кфМ |
|
|
(3.12) |
|
|
|
|
|
где Um — шумовое напряжение в |
контуре, настроенном |
на |
частоту |
|
Ю т , к •— постоянная Больцмана, |
а черта над выражениями |
означает |
||
усреднение во |
времени. |
|
|
|
Приведенные общие зависимости для многочастотного |
преобразо |
вателя будут использованы для изучения основных свойств некоторых разновидностей параметрических преобразователей, упомянутых в на чале этого параграфа.
3.2. ДВУХЧАСТОТНЫИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ВЕРХНЕЙ БОКОВОЙ ТИПА МОДУЛЯТОРА (НЕРЕГЕНЕРАТИВНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ)
В соответствии с рис. 3.5 такой преобразователь [39] характери зуется тем, что на варактор подается накачка с частотой <оп, а внешняя по отношению к р-п переходу с накачкой цепь спроектирована таким образом, что через переход из всех токов с частотами соп (3.1) могут про-
OJS+ZCJH
|
a-) |
|
6) |
|
в) |
|
|
|
Рис. 3.5. |
«Частотная» |
схема |
трехчастотиого преобразо |
|
||
|
вателя с верхней боковой типа модулятора. |
|
|||||
текать токи только двух частот: со0 |
и щ 15, 8, 9, 11]. Примем, что функ |
||||||
ции селективных |
контуров |
выполняют |
реактивные двухполюсники |
||||
^(ю0 ) иХ |
(%) (рис. |
3.6). Сигнал с частотой со0 подводится к преобразо |
|||||
вателю от |
генератора |
или антенны с внутренним сопротивлением |
Zr, |
||||
а нагрузка Z H a r p расположена в контуре, |
настроенном на частоту |
сох. |
|||||
Последовательное |
сопротивление потерь р-п перехода Rs |
на |
рис. 3.6 указано дважды: один раз в цепи сигнала, в которой благодаря фильтрующему действию реактанса X (со0) может протекать только ток с частотой со0> а второй раз — в выходной цепи, в которой фильтрую щее действие реактивности X (coj) допускает протекание тока только
68
с частотой ©!• Читатель легко убедится, что благодаря этим допуще ниям схема рис. 3.6 эквивалентна аналогичной схеме, где сопротивле ние потерь Rs появляется только один раз в ветви, в которой имеется переменный эластанс s (t), соединенный последовательно с Rs.
Х(ш0) I |
1 х(ш,) |
I |
: |
I. |
Рис. 3.6. Эквивалентная схема трехчастотного преобра зователя с верхней боковой типа модулятора.
3.2.1.ХАРАКТЕРИСТИЧЕСКИЕ П А Р А М Е Т Р Ы
Используя зависимость (2.30), а также обозначения рис. 3.6, по лучим основную систему уравнений, описывающих свойства преобра зователя в случае малых сигналов:
|
|
|
|
|
|
|
г |
7 |
|
7 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
^ 0 |
|
•^0,0 |
|
А |
о д |
X |
/ о |
|
(3.13) |
|
|
|
|
|
|
|
L ^ 1 , 0 |
|
|
|
h |
|
|
||
где в соответствии с (2.27) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
^о,о |
= |
Ro,o |
+ |
|
j X > , o |
= |
Zr + |
Rs |
+ |
j |
I X |
( c o 0 ) — |
( S 0 / a > o ) ] , |
||
Zo,i |
= |
j ^ o . i |
= |
j ( S I / ( U J ) , |
|
|
|
|
|
|
|
(3.14) |
|||
Zi.t |
= |
R1.1 |
+ |
|
]XLTL |
= |
Z n a r p |
+ |
Rs |
|
+ |
j I X |
K ) |
- |
( 5 0 / f f l , ) ] , |
zi,o |
= |
]XLT0 |
|
= |
— j |
|
{SJQO)- |
|
|
|
|
|
|
|
|
Для упрощения записи введем понятие так называемых динами ческих добротностей qm>n варакторного диода при воздействии накач ки, связанных с амплитудами конкретных гармоник переменного эластанса (2.33) на конкретных частотах:
|
|
|
7m, п |
|
|
Rs |
|
Rs |
con |
|
(3.15) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Обозначим: |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.16) |
/"s = |
Rs^Rs |
— l> |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
г в х - |
ZBJRS |
= |
rBX + |
F |
D |
X |
= |
(RBJRS) |
|
+ j |
(XBJRS), |
(3.17) |
Zo,o = |
Z0iQ/Rs |
= |
z 0 , o + |
F |
o , |
0 |
= |
(Ro.oIRs) |
+ |
j |
{X0,o/Rs), |
|
x ( c o 0 |
) = X |
(a0)/Rs. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
69
В соответствии с (3.5) входной импеданс преобразователя выра жается тогда формулой
2 B S |
= |
1 + j be К ) |
+ |
<7о,0] + ql/{l + |
z n a P P |
+ |
j 1х(щ) + |
(3.18) |
||
|
Аналогично |
на основании |
(3.7) |
|
|
|
|
|||
2 В Ы Х |
= |
1 + j U Ы |
+ |
9i . il + |
q\/{l |
- I - zr |
+ |
j U (со0) +.?o,ol}. |
(3.19) |
|
|
Соотношения |
(3.18), (3.19) |
очень |
просто |
интерпретировать, так |
как последний член правой части каждого' из них указывает на пара метрическую связь контура, настроенного на одну частоту (входную либо выходную), с контуром на другой резонансной частоте. Из них
также видно, что эта связь возможна лишь из-за наличия |
переменного |
|||||||||||||||
эластанса, содержащего в разложении в ряд Фурье отличную от нуля |
||||||||||||||||
первую гармонику. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
Из уравнений (3.18) и (3.19) видно, что выполнение условия соб |
|||||||||||||||
ственного |
резонанса |
(простого |
в практическом |
отношении) |
в каждой |
|||||||||||
цепи: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
*о,о = хг + |
х (©о) + |
<7о,о = 0 , |
х1Л |
= |
х н а г р |
+ |
х (tOi) + |
<71Д |
= |
0, |
(3.20) |
|||||
приводит к простым зависимостям для действительных составляющих |
||||||||||||||||
входного и выходного |
импедансов: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
Re Z B X |
р е з |
= |
Г в хр е з |
= |
1 + |
+ |
/-дарр) > |
0, |
|
|
(3.21) |
|||
|
|
Re 2гв ы х |
р е з |
= |
г в ы х р е |
з = |
1 + 9 ' / ( 1 + |
гР ) > |
0. |
|
(3.22) |
|||||
|
Выражение для усиления |
преобразования в соответствии с |
(3.10) |
|||||||||||||
сводится к виду |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
Q |
_ |
|
|
|
|
|
I Ql.O \"гг |
|
|
|
|
|
/д 23) |
|
|
|
е |
|
|1 + г г + 5 [ ^ ( с о 0 ) + ? 0 , 0 ] | 3 |
+ ^ ( 1 + г г ) |
|
|
|||||||||
или |
при выполнении условия |
собственного |
резонанса |
цепей |
(3.20) |
|||||||||||
|
|
Ое рез = |
|
I ?1,0 |2 /-г/(1 + /"г) {1 |
" I " ГГ |
+ ql). |
|
(3.24 |
||||||||
|
Из (3.24) видно, что усиление |
такого |
преобразователя |
всегда ог |
||||||||||||
раничено (конечно), за одним исключением, когда со0 |
->• 0, |
а сои Ф 0. |
||||||||||||||
В случае, |
когда последовательное сопротивление вар акторного |
диода |
||||||||||||||
стремится к нулю, как легко |
убедиться из (3.24), после денормировки |
|||||||||||||||
импеданса |
в соответствии |
с (3.15)—(3.17), Ge |
достигает |
предельной |
||||||||||||
величины |
coi/coo, |
не зависящей от величины 5х и предсказанной ранее |
||||||||||||||
соотношениями Мэнли—Роу. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
Температуру |
шумов |
преобразователя |
рассчитаем, |
основываясь |
|||||||||||
на (3.12) и предполагая, что единственным источником шумов в схеме |
||||||||||||||||
рис. |
3.6 являются тепловые шумы |
сопротивления диода |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
1*/шо|"=|г/Ш 1|я = 4 £ Г д # в Д А |
|
|
|
(3.25) |
||||||||
где |
Гд — температура |
диода, |
k — постоянная |
Больцмана, |
а |
А/ — |
||||||||||
бесконечно малый интервал частоты вблизи частот / 0 и Д: |
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
гР |
{ |
|
z l l 0 |
J |
|
|
|
|
|
|
70