книги из ГПНТБ / Грабовски, К. Параметрические усилители и преобразователи с емкостным диодом

ных холостых контуров был бы нагружен лишь реактивностью. При этом передача мощности между первым и последним контурами проис­ ходила бы без потерь, в результате чего анализ такой схемы можно бы­ ло бы снова свести к анализу, проведенному в § 4.1—4.3, используя

Рис. 4.30. Электрическая цепь, ин­ терпретирующая системы уравне­ ний (4.188).

тот факт, что на основе (4.188) можно написать общую рекуррентную формулу

которая справедлива для

а также в предположении, что в промежуточных холостых контурах не содержится э. д. с.

Используя соотношения

(4.191)

и (4.189), получим из (4.188) систему уравнений вида

кретной схемы, трудно представить в аналитической форме для общей схемы, когда число холостых контуров равно произвольному числу /V.

151

Рассмотрим лишь некоторые рекомендации, позволяющие быстро найти Z / C ' L . Разделим матрицы напряжений, токов и импедансов в (4.188) на подматрицы следующим способом:

Значение отдельных символов в уравнении (4.193) естественным образом следует из сравнения его с (4.188). Привести (4.193) к виду (4.192) можно несколькими небольшими преобразованиями, в резуль­ тате которых получаем

ют только по одному элементу, отличному от нуля, а элементы квадрат­ ной матрицы [С] отличны от нуля на главной и соседних с ней диаго­ налях.

В том случае, когда для точности анализа необходимо учитывать потери в диоде и холостых контурах, для расчета коэффициента уси­ лителя можно воспользоваться выражениями (4.192) — (4.197), в ко­ торых теперь вещественные части импедансов Z _ m i _ m отличны от ну­ ля. В то же время принципиальной модификации требует анализ шу­ мов усилителя, так как кроме источников шума, действующих в сиг­ нальном контуре (со0) и последнем из холостых контуров (со/л/), в об­ щий энергетический баланс входят шумы сопротивлений диода и хо­ лостых контуров на промежуточных холостых частотах. Кроме того, для /г Ф 0, N невозможно выполнить ранее принятое условие U_n — = 0. Аналитический учет этих шумов относительно прост благодаря проведенным в § 3.1.4 общим расчетам, которые относились к тем­ пературе шума многочастотного смесителя. По аналогии с формулами (3.12), опираясь на определение (4.10), запишем общее выражение для

152

в последнем m-й строки *и k-то столбца. Эквивалентные среднеквадра­

нием-сопротивлений генератора и нагрузки. k

Х(ы„)

Рис. 4.31. Эквивалентная схема параметрического усилителя с тремя холостыми контурами.

Значения вносимого сопротивления R B B (4.198) и обменной температуры шума T o r v (4.199) можно подставить в формулы § 4.2— 4.4 и рассчитать основные характеристические параметры усилителя со многими холостыми контурами. В качестве примера найдем сопро­ тивление, вносимое в сигнальный контур р-п переходом при воздейст­ вии накачки вместе с тремя холостыми контурами (рис. 4.31), наст­ роенными на частоты

Для этого усилителя матрицы [А], [В], [С], ID] и [Е] в (4.193) имеют вид

153

На основе этих зависимостей рассчитаем эквивалентные пара­ метры ZN>N усилителя:

-i Z _ 2 , - 2 ^ - 3 , - 3

Вслучае, когда все три холостых контура не имеют потерь и наст­ роены в резонанс, получаем

Для конкрентных диода и сигнальной частоты следует проверить, удовлетворяет ли выбранная частота накачки последнему неравенству.

Обменную температуру шума отрицательного сопротивления рас­ считаем в соответствии с (4.198) — (4.201), (4.212) с помощью выра­ жения

| Z _ 3 | - 3 ( Z _ 1 > _ 1 Z _ 2 | - 2 — Z - i , - 2 Z _ 2 , _ i ) — Z _ X | _ j Z _ 2 l _ 3 2 _ 3 j _ 2 +

154

Здесь, кроме параметров «накачиваемого» перехода 15Х | и Rs, появляются (4.175) еще частоты: сигнальная со0 и накачки сон . Если величины Rn и Г о т р известны (4.212), (4.214), (4.217), (4.220), то со­ ответствующие зависимости (§ 4.4) можно использовать для общего расчета параметрического усилителя.

При обсуждении усилителей сложной конструкции, к которым относятся также усилители со многими холостыми контурами, следует вспомнить о возможности использования для их анализа метода на­ правленных графов [4,66], отличающегося особой наглядностью. Дополнительным обоснованием рассмотрения именно этого метода является алгебраическая сложность формул, описывающих парамет­ ры этой разновидности усилителей.

Принципы применения указанного метода [35] рассмотрим на примере усилителя со многими холостыми контурами. Граф прохож­ дения сигнала в этом усилителе представлен на рис. 4.32, где, исходя

155

из принципа построения таких схем [35], отдельным узлам соответст­ вуют попеременно напряжения и токи определенных частот ш„. Верти­ кальные стрелки указывают на преобразования напряжения некото­ рой частоты ш т в ток той же частоты ат через сопротивление Z m m резонансного контура, настроенного на эту частоту. В соответствии с рис. 4.29 эти напряжения одновременно действуют на переменном эластансе, а токи одновременно протекают через него. Горизонтальные

-ll+t-N

стрелки указывают на преобразования текущего через переменную емкость (эластанс) тока с некоторой частотой с о т в напряжение другой

проводим две горизонтальные стрелки, которые указывают на появление именно этих напряжений. Далее получаем два следующих узла: U_x

156

Узел соединим вертикальной стрелкой с узлом I _ l t представ­ ляющим ток /_х в холостом резонансном контуре, настроенном на ча­ стоту со_1 =со0 — со,,. Из узла 1_х проведем далее две горизонтальные

эластансе в результате протекания через него тока с частоттой' со_х . Оба эти напряжения, назовем их соответственно 6 L 2 и UQ, оказыва­ ются в условиях, при которых возможно протекание токов с частотами со_2 и м0 , так как в цепи имеются контуры, настроенные на эти часто­ ты. Из узла U'U проводим вертикальную стрелку в узел 10, так как оба напряжения U0 и UQ действуют в одном и том же контуре и результи­ рующий ток, протекающий через этот контур, является суммой токов, вызванных обоими напряжениями. Из узла / _ 2 , аналогично тому, как мы поступили с узлом проведем две горизонтальные стрелки, от­ ражающие возникновение на переменном эластансе двух напряжений

со_#. Если теперь на каждой из стрелок запишем символ соответствую­ щего сопротивления 2 т т и л и Z n _ m , через которое протекает опреде­ ленная составляющая тока в определенном резонансном контуре ли­ бо возникает определенное напряжение на переменном эластансе (рис. 4.32), то исходя из подготовленного таким образом графа, мо­ жем сразу же записать систему уравнений (4.188).

Это уравнение находим и в (4.188). Аналогичным способом можно получить и остальные уравнения.

В случае, когда переменный эластанс содержит несколько гармо­ ник, то из каждого узла тока нужно проводить столько пар стрелок, сколько гармоник содержит эластанс. Например, k-я гармоника при­ водит к тому, что из узла тока с частотой соп нужно провести две стрел­ ки, соответствующие напряжениям с частотами ш„ ± kan на переменном эластансе".

х ) Единственным техническим преимуществом некоторых схем с несколь­ кими контурами, является возможность использования низкочастотной накачки

(Прим. ред.)

157 •

4.6.ПРИМЕРЫ РЕАЛИЗАЦИИ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ЕМКОСТНЫМ ДИОДОМ

Рассмотрим несколько примеров конструктивных решений пара­ метрических усилителей, приведем их важнейшие технические данные

иобсудим возможности их применения.

ВПромышленном институте телекоммуникации в Варшаве раз­ работан простой параметрический усилитель [78] диапазона L , исполь­ зуемый в качестве усилительного входного каскада радиолокационной станции. Этот усилитель работал с четырехплечим циркулятором и обеспечивал усиление 20 дб в полосе 8 Мгц, а его эффективная входная

Вход сигнала

Рис. 4.33. Конструкция [78] параметри­ ческого усилителя, установленного в ра­ диолокационной станции в аэропорту Окенче в Варшаве:

температура шума (вместе с циркулятором) составляла ~ 224° К- Применение усилителя в радиолокационной станции, на входе которой использовался обычный смеситель, привело к уменьшению коэффи­ циента шума с 13 дб до примерно 3 дб, что сказалось в увеличении дальности действия станции примерно на 75% без заметного ухудше­ ния эффективности действия схемы подавления отражений от местных предметов.

50-омной коаксиальной линии, содержащей четвертьволновый импе­ данс-трансформатор, фильтр нижних частот и соединенной с широкой стенкой волновода. Емкостной диод помещен между изолированным по постоянному току от волновода металлическим диском, который является частью нижней стенки волновода, и внутренним проводником коаксиальной линии. Тонкая диэлектрическая прокладка между дис­ ком и волноводом образует короткое замыкание для токов СВЧ и од­ новременно дает возможность подвести к диоду напряжение смещения от железо-никелевого аккумулятора, который размещен в специаль­ ном корпусе (не показанном на рисунке) под волноводом. Цепь посто­ янного тока замыкается через внешние цепи, подключенные к линии подачи сигнала.

Задачей четвертьволнового трансформатора в цепи сигнала яв­ ляется преобразование характеристического сопротивления циркуля­ тора до величины, обеспечивающей получение минимального коэффи­ циента шума. Резонансный контур для холостой частоты образуется

158

отрезком волновода между короткозамыкающим поршнем и винтом настройки. Выбор расстояний поршня и винта от диода обусловлен подбором требуемой связи варакторного диода с контуром, настроен­ ным в резонанс на холостой частоте (т. е. подбором соответствующей добротности этого контура), а также обеспечением большой эффектив­ ности накачки варактора от клистронного генератора, отдающего мощность 50 мет в диапазоне X. В рассмотренной конструкции при­ менялись варакторные диоды производства ИППТ ПАН в Варшаве.

От генератора накачка

Рис. 4.34. (Конструкция (а) и внешний вид (б) параметрического усилителя с широкой полосой пе­ рестройки [70] J

контура, 6 — трансформатор в цепи сигнала.

В параметрическом усилителе, характеризуемом малыми собствен­ ными шумами и очень большим диапазоном перестройки [70], исполь­ зуется другая конструкция, выполненная на симметричных полосковых линиях без применения волноводов (рис. 4.34). Один из усилителей имел диапазон перестройки от 1 до 2 Ггц, а диапазон перестройки другого усилителя составлял 2—4 Ггц. Мгновенная полоса частот, соответствующая спаду усиления на 3 дб в указанном диапазоне пе­ рестройки, лежала в пределах 11—27 Мгц для первого усилителя и в пределах 4—20 Мгц для второго. Перестройка усилителей осущест­

159

путем одновременой подстройки сигнального контура. Холостая ча­ стота поддерживалась примерно постоянной.

Перестраиваемый сигнальный последовательный резонансный контур в этой конструкции образуется средней емкостью варакторного диода и коротким регулируемым отрезком сигнальной линии с боль­ шим характеристическим сопротивлением. Такая линия представля-

L корп

Рис. 4.35. Эквивалентная схема р-п перехода вместе с корпу­ сом диода.

ет собой индуктивность и связана со входом сигнала с помощью ступен­ чатого широкополосного трансформатора импедансов. Для образова­ ния резонансного холостого контура использованы паразитные эле­ менты р-п перехода, а также корпуса (рис. 4.35). В.качестве холостой частоты выбрана частота

/рез пос л*- 1/2я l / L K o p n ( С к о р п 2 + Со)

собственного последовательного резонанса варакторного диода.

Холостой контур образован отрезком линии длиной четверть волны на холостой частоте, который нагружен варакторный диодом. Эквивалентный этому контуру резонатор имеет длину, равную % длины волны на холостой частоте, которая в процессе перестройки поддерживается примерно постоянной путем соответствующей пере­ стройки генератора накачки. Размещение цепи связи диода с сигналь­ ным контуром в узле напряжения для холостой частоты (рис. 4.36) предотвращает взаимное влияние друг на друга сигнального и холо­ стого контуров без необходимости использовать дополнительные

160