книги из ГПНТБ / Грабовски, К. Параметрические усилители и преобразователи с емкостным диодом

Х(и0)

Рис. 6.10. Эквивалентная схема однонаправленного преобразователя (а) и граф прохождения сигнала в нем ( б ) .

Рис. 6.11. Эквивалентная схема однонаправленного преобразователя (а) и граф прохождения сигнала в нем ( б ) .

%\\-Х(^г)\\-Х(и-3)\\х(сл>

'-2

T д>

4?

Рис 6.12. Эквивалентная схема однонаправленного преобразователя (а) и граф прохождения сигнала в нем ( б ) .

201

где через Rnz обозначено сопротивление потерь контура, настроенного на частоту со„.

Из этих формул следует, что если усиление преобразования ве­ лико, то входное сопротивление преобразователя отрицательно, а вы­ ходное сопротивление положительно. Бесконечно большое усиление возникает при

Возвращаясь к графу прохождения сигнала (рис. 6.9) для этого устройства и стараясь найти интерпретацию полученного результата, легко убеждаемся, что возможность получения в преобразователе UQ = 0 возникла благодаря тому, что это напряжение имеет две состав­ ляющие: / - i Z o . - i и ^ - 2 ^ о , - 2 . причем последняя появляется при выполне­ нии (6.90). Условия (6.101) и (6.102) приводят к тому, что обе состав­ ляющие взаимно уничтожаются, обеспечивая тем самым развязку входа от выхода.

Основываясь на такой интерпретации, Хеннинг [9] привел при­ меры других преобразователей, которые можно сделать однонаправ­ ленными. На рис. 6.10—6.12 приведены эквивалентные схемы много­ контурных однонаправленных преобразователей и графы прохожде­ ния сигналов в них. Отбор усиленной мощности после преобразования в таких устройствах может осуществляться на частоте со, = сон — со0, а также на любой другой частоте вспомогательных резонансных кон­ туров.

Как следует из приведенных графов, в каждой из схем связь вхо­ да и выхода осуществляется двумя способами. Подбор соответствующих значений импедансов связи может привести к уменьшению напряжения Uо до нуля, а далее может обеспечить полную развязку входа от вы­ хода. Особого внимания заслуживает лишь тот факт, что в схеме на рис. 6.10 однонаправленность в преобразователе достигается при ис­ пользовании только первой гармоники эластанса, а в схемах на рис. 6.11 и 6.12 использованы первая и третья гармоники эластанса. Последние две схемы различаются выбором резонансных частот.

6.2.2.Н А П Р А В Л Е Н Н Ы Е ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ П Р Е О Б Р А З О В А Т Е Л И

СН Е Л И Н Е Й Н Ы М И ЕМКОСТЬ Ю И С О П Р О Т И В Л Е Н И Е М

Рассмотрим способ осуществления однонаправленности [4,12] в параметрических преобразователях, основанный на одновременном

202

использовании в схеме нелинейной емкости и сопротивления, «накачи­ ваемых» с соблюдением определенных фазовых соотношений.

Проанализируем работу схемы трехчастотного преобразователя с нижней боковой (рис. 6.13, а), поскольку следует иметь в виду, что подобный же анализ с успехом может быть применен к другим типам параметрических преобразователей [3, 16, 23] с нелинейными эластансом и сопротивлением. Примем, что под действием мощности накачки

Пользуясь рассуждениями, приведенными в § 2.1, и принимая до­ пущение о наличии фильтров в цепи, которые представляют собой

1 ) В качестве переменного сопротивления можно, например, использовать обычные диоды типа «сопротивления», p-i-n диоды или какой-нибудь нелиней­ ный элемент с потерями.

203

умноженными на средние во времени импедансы этих же элементов. Взаимные сопротивления Z m n равны соответственно

Если принять, что для выбранного начального момента времени первые гармоники эластанса и сопротивления удовлетворяют следую­ щим общим условиям:

Примем условия резонанса в обоих контурах устройства (рис. 6.13) и будем далее рассматривать только преобразователь типа модуля­ тора, учитывая, что анализ разновидности преобразователя типа де­ модулятора одинаков при изменении роли обоих контуров уст­ ройства.

Подстановка (6.21) и (6.122) в (6.114) и (6.115) дает в результате, помимо (6.120), также

Входной и выходной импедансы преобразователя имеют положи­ тельные вещественные части. При резонансе обоих контуров и обо­ значениях, принятых на рис. 6.13 и в (6.110) и (6.111), имеем

где Rnz — потери контуров, настроенных на частоты соп .

204

Условиями согласования на входе и выходе являются

откуда можно рассчитать значения сопротивлений генератора и на­ грузки:

В последних формулах для упрощения предполагается, что пере­ менное сопротивление, так же, как и емкость, не зависит от частоты. Мнимые части этих импедансов вычислим из условия резонанса контуров

ванного с двух сторон, понимается отношение располагаемой мощ­

Приведенные расчеты свидетельствуют о том, что последователь­ ное подключение переменного, накачиваемого в квадратуре сопротив­ ления к переменному эластансу в двухчастотном преобразователе с нижней боковой качественно меняет его свойства.

В противоположность преобразователю без переменного сопротив­ ления рассматриваемый сейчас характеризуется возможностями:

а) получения однонаправленности; б) согласования его по входу и выходу;

в) конечным усилением преобразования (6.135) и абсолютной ста­ бильностью1 ' лри произвольных импедансах генератора и нагрузки с положительными вещественными частями, если нелинейное сопро­ тивление не обладает характеристикой с отрицательным дифференци­ альным сопротивлением.

Х ) Под абсолютно стабильным линейным активным четырехполюсником понимаем тут такой четырехполюсник, который для 0 < { R e ( . R r ) , а также К е (#нагр)) <С°° характеризуется ограниченным усилением, т. е. 0 < Ge < со .

205

Аналогично, трехчастотный преобразователь с верхней боковой (рис. 6.13, б), рассмотренный подобным способом, обеспечивает одно­ направленность при

Рис. 6.14. Включение двух вырожденных усилителей, обеспечивающее подавление зеркального канала.

Условия согласования на входе и выходе преобразователя обес­ печивают следующие импедансы генератора и нагрузки:

При этом достигается усиление преобразования, равное

При отсутствии потерь в контурах преобразователя это выражение упрощается:

Из последних зависимостей видно, что приведенные ранее харак­ теристики свойств преобразователя с нижней боковой с переменными эластансом и сопротивлением относятся также и к преобразователю с верхней боковой. Незначительная разница в виде зависимостей, ха­ рактеризующих оба устройства, заключается в замене частоты шг

206

на частоту — со_х и существенно не влияет на изменение их основных свойств. ,

Оба типа преобразователей в отличие от параметрических преоб­ разователей с переменным эластансом характеризуются большими соб­ ственными шумами из-за сознательного введения переменного со­ противления r(t), поэтому, а также из-за сложности схемы накачки они не представляют никакого интереса, кроме чисто теоретического. Об­ наружено, например [12], что добавление третьего резонансного кон­ тура дает возможность получить в схеме бесконечно большое усиление преобразования при сохранении однонаправленности. Теоретически также показано [10], что в таком трехчастотном преобразователе с двумя элементами, периодически меняющимися с одним и тем же пе­ риодом, для получения однонаправленности возможна накачка эла­ станса и сопротивления в фазе, а не в квадратуре. Однонаправленность преобразования достигается путем соответствующей нагрузки холостого, контура. В заключение следует, наконец, упомянуть, что в практи­ ческих схемах функции нелинейной емкости и нелинейного сопротив­ ления может выполнять один элемент, например, «накачиваемый» р-п переход туннельного диода.

В качестве примера схемы, в которой используются невзапмные свойства как пары «накачиваемых» параметрических диодов, так и ферритов, приведем систему из двух вырожденных усилителей с подавлением зеркального относи­ тельно 0,5сон канала. Оба усилителя подключены к гибридному соединению (рис. 6.14) и питаются от общей накачки, которая сфазирована так, что сигнал частоты со0 через гибридное соединение попадает на циркулятор, а сигнал зер ­ кальной частоты сод — to0 — на балластную нагрузку. Подавление зеркаль­ ного канала в полосе частот порядка 10—20 дб. Такая схема удобна в миллимет­ ровом диапазоне. (Прим. ред.)

207

ГЛАВА СЕДЬМАЯ

ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

СБЕГУЩЕЙ ВОЛНОЙ0

Впредыдущих главах мы рассматривали только схемы парамет­ рических усилителей, в которых основную роль играли резонансные контуры. Сейчас мы будем рассматривать схему с нелинейной емко­ стью, в которой существенную роль будут играть эффекты распростра­ нения трех волн: накачки, сигнала и холостой (разностной) частоты.

Задачей волны накачки будет обеспечение определенного изменения во времени нелинейных емкостей, периодически размещенных в линии передачи. Тот факт, что волна накачки распространяется вдоль линии, приводит к тому, что накачка каждой из емкостей происходит с опре­ деленным фазовым сдвигом. Принципиальным отличием этого типа па­ раметрических усилителей от обычных, описанных в гл. 4, является:

—возможность обеспечения направленного усиления;

—возможность перехода к непрерывному, а не дискретному как диод, нелинейному элементу2 '.

J ) В диапазоне сверхвысоких частот параметрические усилители бегущей волны пока не получили распространения. Это связано с тремя обстоятельствами.

ких частот накачки, что привело к худшим полосовым и шумовым характеристи­

2 > Длинная линия, выполненная из р-п перехода, имела бы очень низкое волновое сопротивление и ее очень трудно было бы согласовать с применяемыми в С В Ч диапазоне линиями передачи. Параметрические усилители и генераторы, выполненные на нелинейных кристаллах, применяются в оптике. Нелинейный кристалл является непрерывным нелинейным элементом. (Прим. ред.)

209

7.1.АНАЛИЗ ПАРАМЕТРИЧЕСКОГО УСТРОЙСТВА

СБЕГУЩЕЙ ВОЛНОЙ ПРИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОМ ВКЛЮЧЕНИИ ЕМКОСТНОГО ДИОДА

ВЛИНИЮ ПЕРЕДАЧИ

Предположим, что сигнальная волна с частотой\>0 распространяет­ ся вдоль электрической цепи (рис. 7.1), состоящей из последовательно соединенных одинаковых, линейных и симметричных четырехполюс­ ников, между которыми расположены одинаковые емкостные диоды [13, 21], находящиеся под воздействием волны накачки с частотой со„

Линейные четырехполюсники

Рис. 7.1. Параметрический усилитель бегущей волны с последовательно включен­ ными варакторными диодами.

и мощностью, значительно большей усиливаемой либо преобразуемой мощности сигнальной волны. Предположим так же, как мы делали ранее, что большая мощность накачки, распространяющаяся в струк­ туре, не показанной на рисунке, приводит к тому, что емкости c(k)

отдельных диодов можно считать — с точки «зрения» сигнальной вол­ ны — линейными и параметрическими, меняющимися- в соответствии с формулой

со

где PH ,m — разность фаз между двумя амплитудами, соответствующими т-й гармонике эластанса на двух соседних диодах.

Представим каждый из одинаковых линейных четырехполюсников (рис. 7.1) с помощью Т-образной эквивалентной схемы (рис. 7.2).

Введем обозначения y(t) и z(t) для получения лестничной цепи, как показано на рис. 7.3, и запишем уравнения Кирхгофа для выбранной ячейки каскадной периодической цепочки между соседними узлами k и k + 1:

210