книги из ГПНТБ / Грабовски, К. Параметрические усилители и преобразователи с емкостным диодом

Рис. 3.31. Структурная схема [17] лабораторной модели преобразователя с двумя боковыми типа модулятора.

лишь «подвижный резонансный элемент настройки». Этот элемент при погружении в волновод аптеикп создает последовательный резонанс в контуре, который в этом случае пропускает лишь частоту накачки. Перемещение антенкн вдоль волновода позволяет создать оптимальные условия для частоты / „ на клеммах диода в пространстве между фильт­ ром и резонансным элементом настройки. Возникающее в результате

Эта схема преобразователя обеспечивает лучшие параметры по сравнению со схемой рис. 3.31 и значительно проще в настройке, од­ нако отличается худшей стабильностью работы.

Принципиально такие же конструктивные черты, хотя и несколь­ ко отличные в деталях, имеет преобразователь с двумя боковыми ти­ па модулятора с выходом на верхней боковой, описанный в работе [15]. Экспериментально обнаружено, что при заданной постоянной свя­ зи диода с контуром, настроенным на нижнюю боковую частоту, при увеличении мощности накачки в пределах нескольких милливатт уси­ ление преобразования возрастает от 5 до 26 дб. При уменьшении связи диода требовалось сразу же увеличивать уровень мощности накачки, необходимой для получения того же самого усиления.

Если частота сигнала очень мала по сравнению с частотой накач­ ки, возникают трудности в отфильтровке сигнала с верхней или ниж­ ней боковой от сигнала накачки, отличающегося большим уровнем мощности. В этом случае приходится использовать балансные схемы, содержащие два параметрических диода и автоматически исключающие некоторые частоты в некоторых контурах. В работе [8] описаны две

102

конструкции трехчастотного преобразователя с двумя боковыми типа модулятора с выходом на верхней боковой. Такое устройство (рис. 3.33) предназначается для использования в качестве модулятора на ретрансляционном спутнике связи, преобразующего частоту вход­ ного сигнала (45—125 Мгц) в выходную (4125—4205 Мгц).

Один из преобразователей (рис. 3.34) состоит из двойного согла­ сованного тройника («магическое Т») в качестве гибридного соединения. Диоды размещены в коаксиальных линиях, которые через волновод- ир-коаксиальное устройство связи нагружают плечи двойного трой­ ника. Мощность накачки подводится к плечу Е, а мощность верхней боковой отбирается из плеча Я . Благодаря такой конфигурации обеспе-

Рис. 3.33. Принципиальная схема [8] преобразователя с двумя боковыми типа модулятора с выходом на верхней боковой:

чивается хорошая развязка между плечами Я и Я и поэтому легко от­ фильтровать мощность накачки от мощности верхней боковой частоты, которая является полезной выходной мощностью. Диоды в отрезках коаксиальных линий размещены таким образом, что между ними и. вол- новодно-коаксиальным переходом находятся подвижные диэлектри­ ческие импеданс-трансформаторы, аза ними — подвижные короткозамыкающие поршни. Это обеспечивает возможность настройки диодов и за­ мыкание цепи постоянного тока, необходимое для подачи напряжений смещения. Вход сигнала подключается к коаксиальному тройнику, от которого к диодам ведут коаксиальные СВЧ дроссели, запирающие сигналы накачки и обеих боковых частот. На рис. 3.34 не показаны фильтры, изоляторы, а также настроечные штыри, которые располо­ жены в волноводе накачки и выходном и выполняют особенно эффек­ тивную роль, так как экспериментально можно подобрать их положе­ ние таким образом, чтобы импеданс образовавшегося резонансного контура для нижней боковой частоты (холостой) имел значение (§ 3.6.4),

103

соответствующее случаю получения большого и одновременно стабиль­ ного усиления преобразования. Кроме того, с их помощью можно влиять на линейность частотной характеристики в заданной полосе работы преобразователя.

Другое исполнение четырехчастотного преобразователя с двумя боковыми (рис. 3.35) отличается механической простотой, малыми га­ баритами и весом. Это устройство представляет собой прямоугольный резонатор, через щели связанный с волноводами накачки и выходным, которые для обеспечения развязки расположены ортогонально друг к другу. Варакторные диоды размещены непосредственно в резонаторе

Рис. 3.34. К вопросу о реализации [8] параметрического преобразователя, пред­ ставленного на рис. 3.33:

t — СВЧ дроссель, 2 — сопротивление автосмещення диода, 3 — вход сигнала, 4 — согласован­ ный двойной тройник, 5 —вход накачки, 6 — диэлектрический настроечный элемент, 7—-варак- торный диод, 8 — выход сигнала, 9 — фиксированный импеданс-трансформатор, 10 — переход

скоаксиальной линии на волновод.

вплечах Т-образной крестовины, обеспечивающей гальваническую связь коаксиальной линии сигнала с резонатором. Виды колебаний резонатора для накачки и ввода сигнала подобраны так, что на одном диоде напряжения накачки и входного сигнала складываются, а на другом — вычитаются. Выходная мощность верхней боковой возбуж­ дается в вертикальной части упомянутой Т-образной крестовины дио­ дами, которые на этой частоте можно считать включенными параллель­

но. Винты в волноводах°накачки и выходном обеспечивают настройку, а осевое перемещение диодов позволяет получить высокую развязку между волноводами накачки и выходным.

Технические параметры обоих конструктивных решений близки и характеризуются следующими значениями: диапазон входной часто­ ты (45—125) Мгц, входная мощность — 3,5 дбм}\ частота накачки

г ) Мощность, выраженная в единицах «дбм», равна 10 логарифмам значения мощности, выраженной в мет, например, 10~'! вт = — 10 дбм.

104

впределах (—10 Ч- +40°) С (усиление преобразования 4,5—5,3 дб), изменение усиления преобразования для выходной полосы частот (4,125 — 4,205) Ггц меньше 0,04 дбШгц. Нелинейность усиления пре­ образования незаметна для входных сигналов, мощность которых мень­ ш е — 5 дбм (мощность выходных сигналов меньше 0 дбм). Так как преобразователь предназначен для работы при относительно высоких уровнях мощности входного сигнала, проблемы собственных шумов его

врассмотренном примере не представляют существенного значения и не

Рис. 3.35. К вопросу о реализации [8] параметрического преобразователя, пока­ занного на рис. 3.33:

/ — вход сигнала, 2— выход сигнала, 3 — вход накачки, 4 — варакторные диоды.

исследованы. Следует, однако, добавить, что обе конструкции исполь­ зуются в качестве очень эффективных малошумящих параметрических преобразователей при малых сигналах.

В литературе [10, 11, 14, 19, 25, 26, 28] описан ряд иных конструк­ тивных решений и способов применения параметрических устройств, которые, однако, из-за ограниченного объема данной книги детально не рассматриваются.

4.Б е л о у с о в А. П. Параметрические усилители с диодным конденсатором. Оборонгиз, 1961.

105

14.Г а о-Б a o-C и н ь и др . Усиление и шумы трехчастотного параметрического преобразователя с суммарной выходной частотой. Вест. Моск. Унив . , Физ.- Астр . , 1962, № 2, стр. 68 — 73 .

106

ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ

НЕВЫРОЖДЕННЫЕ РЕЗОНАНСНЫЕ ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ [25]

В предыдущей главе при обсуждении тех типов параметрических преобразователей, которые характеризуются протеканием тока с частотой ©j = шн — со0 через переменный эластанс, мы убедились, что в контуре, настроенном на эту частоту, при воздействии накачки возникает импеданс с отрицательной действительной частью. Это сра­ зу же [2, 8, 20, 53, 54, 67, 69, 83] приводит к практическому выводу, что мощность сигнала можно усиливать непосредственно во вход­ ном контуре, без необходимости в преобразовании частоты. Такой способ использования параметрического усиления значительно уп­ рощает схему приемного устройства, так как исключает необходи­ мость применения в приемнике дополнительных каскадов преобразо­ вания частоты после параметрического преобразования. Однако он имеет и некоторые недостатки, из которых наиважнейшими являются обратное излучение усиленной мощности сигнала в приемную ан­ тенну и, следовательно, чувствительность приемного устройства к согласованию антенн [39, 40].

Применение невзаимиых элементов типа вентиля циркулятора устраняет первый из упомянутых недостатков и улучшает стабиль­ ность усилителя [6].

Все рассуждения данной главы подчинены следующим предпо­ сылкам1 ':

1. Предполагается, что электрическая структура анализируемых схем допускает выделение в отдельных контурах мощности, соответ­

чие контура, настроенных на эти частоты. Другими словами, это предположение указывает на возможность схемы разделять спектры, соответствующие названным частотам, мощности которых могут вы­ деляться в процессе параметрического преобразования. Таким свой­ ством характеризуются так называемые невырожденные параметри­ ческие усилители.

2.Контуры усилителя характеризуются селекцией избранных частот, т. е. они пропускают через р-п переход только токи указанных частот.

3.В процессе параметрического усиления принимает участие

«накачиваемый» р-п переход, изменение эластанса которого может быть

108

описано рядом Фурье вида (2.23), где со,, — частота накачки, а комплексные амплитуды Sn не зависят от частоты, напряжения и тока усиливаемого сигнала. Потери в диоде представляются после­ довательным, линейным сопротивлении Rs, которое не зависит от времени и частоты.

4.1.УСЛОВИЯ ВОЗНИКНОВЕНИЯ УСИЛЕНИЯ

ВПРОСТЕРШЕМ ПАРАМЕТРИЧЕСКОМ УСИЛИТЕЛЕ

Соотношение частот в параметрическом усилителе показано на рис. 4.1, а схема простейшего параметрического усилителя пред­ ставлена на рис. 4.2, где Х(а0) и X(at), как и раньше, — резонан­ сные фильтры, представляющие собой короткое замыкание для токов частот сигнала со0 и холостой сог и разрыв для токов всех прочих частот со„ (2.25). Генератор сигнала Zr и нагрузка усилителя Z H a r p

-4

находятся в одном и том же контуре сигнала. В холостом контуре находится импеданс Zu величина которого, как будет показано, влия­ ет на величину мощности, выделяемой на частоте ©j, и тем самым влияет на параметры усилителя на частоте сигнала. Сопротивление потерь перехода Rs на рис. 4.2 показано дважды: один раз в сигналь­ ном контуре и второй — в холостом контуре, что возможно благо­ даря принятому ранее предположению о селективности этих контуров.

Согласно (2.39) система уравнений, описывающих схему рис. 4.2, идентична системе (3.33):

109

условием появления отрицательного сопротивления в. сигнальном

Для получения в (4.1) комплексных амлитуд тока It и напряже­ ния Ui, относящихся к фактической (положительной) холостой ча­ стоте coj, необходимо воспользоваться зависимостью (3.56). Анало­

совместно с холостым контуром, выражается согласно (4.1) и (4.2)

действительная часть импеданса, вносимого диодом в контур сиг­

откуда становится ясной роль сопротивления2 1 Ri = Rsrt. Из (4.8) видно, что усиление в схеме проще всего получить при Rt = 0, а это означает отсутствие потерь во внешнем холостом контуре и наличие потерь для частоты со, лишь в сопротивлении Rs р-п перехода с накачкой. В этом случае условие (4.8) удобнее записать в более понятном виде:

х > В этом можно убедиться и теперь на основе (3.61).

2 ) Далее покажем, что Ri влияет также и на другие параметры усилителя, например на величину усиления, температуру шума [19, 32, 36].

110