3.5 Коммутационные процессы в выпрямителях.

Как отмечалось выше, в выпрямителях средней и большой мощности возрастает влияние ЭДС, создаваемых в первичной и вторичной обмотках трансформатора их магнитными потоками рассеяния. Это обуславливается, во-первых, относительным увеличением самих индуктивностей рассеяния из-за ухудшения магнитной связи между обмотками для трансформаторов большой мощности и, во-вторых уменьшением активных сопротивлений в схеме (обмотки трансформатора и монтаж выполняются проводом большого сечения). Это сказывается на процессе коммутации в вентилях. В отличие от маломощных, где коммутация происходит практически мгновенно в выпрямителях средней и большой мощности интервал коммутации, характеризуемый углом , может занимать довольно значительную часть длительности рабочих процессов. Влияние индуктивностей рассеяния первичной (сетевой) Х_ТС и вторичной (вентильной) Х_TV обмоток трансформатора, а также индуктивного сопротивления питающей сети Хс на коммутационные процессы компенсируют приведением указанных сопротивлений к вентильной обмотке трансформатора. Наличие коммутационных процессов приводит к следующим отрицательным последствиям:

- снижению выпрямленного напряжения с ростом тока нагрузки;

- увеличению пульсаций выпрямленного напряжения;

- увеличению реактивной мощности, потребляемой преобразователем от сети.

Н аряду с перечисленными выше отрицательными факторами рассмотренные индуктивности оказывают и положительное влияние, так как ограничивают ток короткого замыкания, а точнее скорость нарастания тока через вентиль, уменьшают содержание высших гармоник в потребляемом от сети токе. Следует добавить, что высшие гармоники потребляемого тока, протекая по индуктивному сопротивлению сети вызывают искажение кривой напряжения сети.

Рис. 3.19. Схема двухполупериодного выпрямителя с нулевым выводом с учетом паразитных индуктивностей

Процесс коммутации рассмотрим на примере двухполупериодной нулевой схемы (рис.3.19).Значение индуктивностей Х_С , Х_ТС , Х_TV , приведенных к вентильной обмотке, заменим эквивалентной индуктивностью Х_Э , равной Х_С + Х_ТС + Х_TV. Необходимо иметь в виду, что при  = 0 все полученные далее соотношения действительны и для неуправляемого выпрямителя. Нагрузка принимается активно-индуктивной с L_d  .

Временные диаграммы, поясняющие влияние коммутационных процессов в схеме выпрямления, приведены на рис. 3.20. При подаче отпирающего импульса на очередной вентиль по истечении интервала , индуктивные сопротивления Х_Э1 и Х_Э2, затягивают процесс уменьшения до нуля тока открытого вентиля и нарастание тока вентиля, вступающего в работу. В результате коммутации  в проводящем состоянии одновременно находятся оба вентиля (V1 и V2) выпрямителя. Вследствие этого создается короткозамкнутый контур для последовательно соединенных вторичных обмоток трансформатора с суммарным напряжением 2u₂ и сопротивлением Х_Э1 + Х_Э2. При условии Х_Э1 = Х_Э2 к каждому из этих сопротивлений прикладывается напряжение u₂.

Напряжение u₂ на интервале  определяется выражением:

u_d = (u₂₁ + u₂₂ ) /2 (3.38)

поскольку относительно нулевого вывода обмотки u₂₁ = -u₂₂ на интервале коммутации u_d = 0. Вследствие этого при вычислении U_d заштрихованные площади на рис. 3.20,а из расчета выпадают. Для U_d действительно соотношение:

U_d = U_{di 0} ·cos  -U_d, (3.39)

где U_d –усредненное коммутационное снижение напряжения за период.

Величина U_d определяется из выражения:

U_d = = (3.40)

Определим значение cos  – cos( -).

В момент отпирания вентиля V1 начинается интервал совместной проводимости обоих вентилей. Постепенное уменьшение до нуля тока вентиля V2 и возрастание до значения I_d тока вентиля V1 (рис.3.20,в) осуществляется под воздействием тока коммутации i_k (рис. 3.19, 3.20, г), протекающего в короткозамкнутом контуре, образованном этими вентилями. Ток коммутации при этом можно представить в виде принужденной i_{k пр} и свободной i_{k св}, составляющих:

i_k = i_{k пр} + i_kсв (3.41)

Принужденная составляющая обусловлена суммарным напряжением контура коммутации 2u₂ и его сопротивлением 2Х_Э. Поскольку сопротивление контура чисто индуктивное, ток i_{k пр} отстает по фазе от напряжения 2u₂ на угол /2:

i_{k пр} = sin(+ – /2).= cos(+) (3.42)

В последнем выражении за начало отсчета времени принята точка  = ..

Свободная составляющая:

i_{k св} = A · e^{- /},

где А – постоянная;  = 2L_Э/R – постоянная времени контура коммутации.

Практически по сравнению с L, значение R очень мало, в связи с чем  .

Тогда

i_{k св} = A (3.43)

С учетом (3.41) будем иметь

i_k = - cos(+)+A. (3.44)

Постоянную А находим из начальных условий коммутации  =0, i_k = 0:

A = i_{k св} = cos  (3.45)

Таким образом,

i_{k св} = [cos  - cos(+)] (3.46)

Рис. 3.20.Временные диаграммы-схемы рис. 3.19

Кривая тока i_k определяет закон изменения на этапе коммутации анодного тока вентиля V1, а разность (I_d – i_k ) – изменение анодного тока вентиля V2. Интервал коммутации  заканчивается при достижении током i_V1 величины I_d. Подстановка в (3.46)  = и i_k =I_d дает

cos  - cos( +) = (3.47)

В этом случае среднее значение напряжения управляемого выпрямителя с учетом коммутации:

U_d = U_{di 0} · cos  - (3.48)

Рис. 3.21. Внешние характеристики управляемого выпрямителя при разных углах управления 

Внешние характеристики управляемого выпрямителя согласно (3.48) для различных значений угла управления а представляются семейством параллельных прямых (рис. 3.21).

Наклон характеристик зависит от сопротивления Х_Э. Уменьшение напряжения на нагрузке U_d с ростом I_d объясняется увеличением коммутационного падения напряжения U_d вследствие возрастания угла коммутации . Коммутационные процессы приводят к возрастанию фазового сдвига потребляемого тока относительно напряжения питания. Фазовый сдвиг первой гармоники тока i₁₍₁₎ увеличивается практически на угол  /2 и для управляемого выпрямителя составляет:

   +  /2. (3.49)

Коммутационные процессы в мостовом выпрямителе подобны процессам в нулевой схеме. Особенность заключается в том, что на этапе коммутации в проводящем состоянии находятся одновременно все четыре вентиля. В связи с этим выражение (3.47) примет вид:

cos  - cos( +) =2 (3.50)

Уравнение внешних характеристик определяется выражением

U_d = U_{di 0} ·cos  - 2 (3.51)

Однако, необходимо иметь в виду, что в мостовой схеме увеличение значения функции (3.50) вдвое компенсируется уменьшением значения Хэ за счет лучшей магнитной связи вторичной обмотки с первичной, т.е. уменьшения их индуктивностей рассеяния. В результате при одной и той же мощности выпрямителя внешние характеристики у обеих схем получаются практически одинаковыми.

Кривая напряжения на вентилях в мостовой схеме с учетом вдвое меньшего значения напряжения имеет тот же вид, что и в нулевой.