3.3.4 Схемы c «нулевым» диодом и мостовые несимметричные (полууправляемые) схемы.

Двухполупериодные схемы выпрямления, с нулевым (шунтирующим) диодом показаны на рис. 3.14.

Сглаживание постоянного тока при   0.улучшается, если в схеме активно-индуктивная нагрузка зашунтирована диодом V0. Шунтирующая цепь обеспечивает замыкание тока нагрузки на интервалах 0     и      + и исключает на этих интервалах появление отрицательного напряжения на нагрузке. Из рис. 3.10, б видно, что при активно-индуктивной нагрузке вследствие отставания тока от напряжения по фазе вентиль остается открытым до момента , пока ток не спадает до нуля. В рассматриваемых схемах ток замыкается не по цепи вентилей V1 или V2, а по цепи V0. Вследствие этого вентили V1 и V2 запираются практически в момент времени, когда напряжение на их анодах станет равным нулю.

При увеличении угла регулирования  уменьшается время заряда и увеличивается время разряда конденсатора, уменьшается средневыпрямленное напряжение конденсатора.

Среднее значение выпрямленного напряжения определяется соотношением (3.6), регулировочная характеристика соответствует рис. 3.6. К числу достоинств можно отнести улучшение коэффициента мощности за счет включения в схему нулевого диода.

Если в мостовой схеме (рис. 3.9, б) два тиристора заменить на диоды, то получится несимметричная или «полууправляемая» мостовая схема, которая работает так же, как и двухполупериодная схема выпрямления с нулевым диодом. Полууправляемая схема отличается меньшими затратами на вентили и систему управления, хорошим сглаживанием выпрямленного тока, улучшенным коэффициентом мощности.

Существуют два варианта несимметричного мостового выпрямителя. В одном из них тиристорами являются V1 и V3, а диодами V2 и V4, которые вместе выполняют роль нулевых диодов. В другом варианте в качестве вентилей V1 и V2, имеющих общий катодный потенциал, используются тиристоры V1 и V2. Поэтому система управления в этом случае может быть весьма простой. К числу достоинств этого варианта относится также неизменная длительность протекания тока через вентили, равная  при любом , в то время как при первом варианте эта длительность для тиристоров равна  – , а для диодов –  – , что заставляет увеличить расчетную мощность последних. Однако при большой индуктивности нагрузки схема может работать нестабильно, если нагрузка не шунтирована добавочно нулевым диодом.

3.4 Внешние нагрузочные характеристики выпрямителей.

Анализ принципа действия и режимов работы выпрямителей проводится, как было указано в §3.2, в предположении, что выпрямители идеальные, т. е. активные сопротивления трансформаторов, подводящих проводов, сглаживающего дросселя, а также падения напряжения на вентилях равны нулю. Для реальных схем приведенные соотношения являются приближенными, поскольку из-за падения напряжения на элементах от протекания тока среднее значение выпрямленного напряжения U_d получается меньше и уменьшается с ростом тока нагрузки I_d. Это явление отражает внешняя (нагрузочная) характеристика выпрямителя – зависимость U_d = f(I_d). На рис. 3.15 приведены некоторые примеры [9] внешних характеристик.

Рис. 3.15. Виды нагрузочных характеристик

Падающая характеристика тока 1 типична для неуправляемого выпрямителя или управляемого выпрямителя при  = const. Такая характеристика требуется, например, при зарядке аккумуляторных батарей. Возрастающая характеристика 2 используется, например, при необходимости стабилизации частоты вращения электродвигателей постоянного тока с последовательным возбуждением. В этом случае необходима перекомпенсация падений напряжения в выпрямителе при росте потребляемого тока, осуществляемая за счет соответствующего изменения напряжения установки в регуляторе напряжения. Горизонтальная характеристика 3 необходима, например, для питания разветвленной сети постоянного тока, напряжение в которой должно быть неизменным. При этом падение напряжения с ростом тока нагрузки компенсируется за счет регулирования напряжения. Характеристика 4 используется, для питания двигателей постоянного тока, которые должны обеспечить постоянный вращающий момент. Характеристика 5, получаемая путем комбинации характеристик 3 и 4, необходима для стабилизации частоты вращения двигателя с ограничением по току.

Для выпрямителей малой мощности, выполненных обычно по одно- или двухполупериодной схеме, необходимо учитывать падения напряжения на активных сопротивлениях обмоток трансформатора, а при низких напряжениях – также падения напряжения на вентилях. Падения напряжения, обусловленные индуктивными сопротивлениями обмоток трансформатора, играют менее важную роль.

Эквивалентное сопротивление R_э, снижающее выпрямленное напряжение U_dR, определяется мощностью потерь в трансформаторе Р_T при токах обмоток, соответствующих номинальному выпрямленному току I_{d ном}:

R_э = P_T / I ²_{d ном} (3.23)

и соответственно

U_dR = R_э · I _d (3.24)

кроме того,

U_dV = k · U_F (3.25)

где U_F – среднее значение падения напряжения на вентиле; k – число последовательно включенных вентилей, через которые выпрямленный ток протекает одновременно.

Следовательно, выражение для загрузочной характеристики определяется формулой:

U_d = U_{di 0} – R_э I_d – U_dV (3.26)

В § 3.3.1 было показано, что двухполупериодный выпрямитель с активной нагрузкой имеет значение U_{di 0} = 0,9U₂. В соответствии с (3.26) на рис. 3.16 (кривая 1) показана внешняя характеристика.

Рис. 3.16. Внешние (нагрузочные) характеристики выпрямителей

при разном характере нагрузки.

При сглаживании выпрямленного напряжения с помощью емкостного фильтра (см. § 3.3.3) снижение напряжения меньше, если сопротивление нагрузки R и емкость конденсатора С велики (рис. 3.17). Из выражения (3.20) видно, что U_{di 0} = U₂. При I_d > 0 напряжение U_d уменьшается по двум причинам: ввиду падения напряжения на элементах схемы на этапе заряда конденсатора и меньшего напряжения на конденсаторе на этапе его разряда на нагрузку. С увеличением тока нагрузки I_d снижение напряжения U_d обусловливается более быстрым разрядом конденсатора вследствие уменьшения его постоянной времени  = RС (см. кривые рис. 3.17, а, б). Нагрузочная характеристика при активно-емкостной нагрузке приведена на рис. 3.16 (кривая 3).

Так как ток зарядки конденсатора, особенно при  >>1 / f, протекает лишь в течение короткого времени, его амплитудное значение во много раз превышает среднее значение тока нагрузки, что необходимо учитывать при выборе вентиля по току.

Р ис. 3.17. Зависимость значений U_di0 / 2U₂ для выпрямителя с емкостным фильтром и активной нагрузкой от CR ( - круговая частота питающей сети) и при различных значениях R_э / R:

a -однополупериодная; б - двухполупериодная схемы выпрямления

При активно-индуктивном характере нагрузки внешняя характеристика получается с большим наклоном (кривая 2, рис.3.16), чем при активной нагрузке, так как дополнительно появляется падение напряжения на активном сопротивлении дросселя.

Сглаживающая способность фильтров характеризуется коэффициентом сглаживания s, определяемым отношением коэффициента пульсации на входе фильтра q_вх к соответствующей величине на выходе q_вых:

s =q_вх / q_вых (3.27)

С учетом (3.6) можно записать

s = U_{q вх} / U_{q вых} (3.28)

Рассчитаем коэффициент сглаживания индуктивного фильтра. Напряжения U_{q вх} и U_{q вых} определим как падения от протекания первой (основной) гармоники тока пульсации I_p(1):

U_{q вых} = I_p(1) ·R (3.29)

U_{q вх} = I_p(1)· (3.30)

Подставляя (3.29) и (3.30) в (3.28), получим:

s₁ = (3.31)

Обычно _p(1) · L>>R. Тогда

s₁ = _p(1)L = 2 · p·f_c·L, (3.32)

где р – число пульсаций по первой гармонике за один период напряжения питающей сети (пульсность схемы). Отсюда видно, что сглаживающая способность фильтра повышается с увеличением числа фаз выпрямления (пульсности) и индуктивности L и уменьшением сопротивления нагрузки R. В связи с этим эффективность использования такого фильтра увеличивается с увеличением мощности выпрямителя. В маломощных выпрямителях применение индуктивности в качестве фильтра менее эффективно, поскольку сопротивление R здесь относительно велико. Для получения необходимого значения s пришлось бы для выполнения условия ω_p(1) L>>R значительно повысить индуктивность L. Поэтому в выпрямителях небольшой мощности задачу решают уменьшением сопротивления цепи нагрузки переменному току путем включения параллельно нагрузке R конденсатора фильтра С, или с использованием Г-образного LC-фильтра (рис. 3.18).

Рис. 3.18. Схема Г-образного LС-фильтра

При этом образуется самостоятельная цепь протекания переменной составляющей тока i_d, помимо цепи нагрузки R. Внешняя характеристика выпрямителя с LC-фильтром приведена на рис. 3.16 (кривая 4). Ее особенностью является наличие быстро падающего начального участка, соответствующего токам I_d < I_{d кр}, т. е. прерывистому значению тока. При холостом ходе конденсатор заряжается до амплитудного значения напряжения U₂, как и в случае емкостного фильтра. Более резкий спад в области I_d < I_{d кр} связан с тем, что в режиме прерывистого тока падение напряжения на индуктивности L, возрастающее с увеличением I_d, вызывает снижение U_d. В режиме непрерывного тока (I_d > I_{d кр}) индуктивность практически не влияет на величину U_d, и внешняя характеристика совпадает с характеристикой выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке.

Расчет коэффициента сглаживания производят по (3.28). Соотношения (3.29) и (3.30) с учетом неравенства 1/ (_p(1) ·C)<< R имеют вид:

U_{q вых} = I_p(1) / _p(1) ·C (3.33)

U_{q вх} = I_p(1) · (_p(1) · L - 1/ (_p(1) ·C) (3.34)

Отсюда:

s₍₁₎ = ²_p(1) · LC (3.35)

или

s₍₁₎ = (2 ·π ·p ·f)² · LC-1 (3.36)

При расчете элементов сглаживающего LС-фильтра исходят из необходимости получения требуемого значения s₍₁₎. В этом случае расчетное соотношение из (3.36):

LC = (3.37)

Основными критериями правильного выбора величин L и С являются массогабаритные и стоимостные показатели фильтра.

При проектировании необходимо избегать явления резонанса. Для того надо, чтобы собственная частота фильтра, равная 1/ , была меньше частоты основной гармоники пульсаций _p(1) и не кратна ей.