ласти нижних частот для многокаскадного усилителя, охваченного ОС, является использование в петле ОС усилительных каскадов без разделительных емкостей. Частотно-зависимый сдвиг по фазе в области нижних частот для таких усилителей находится вблизи нуля, и проблем со стабильностью при введении ОС в многокаскадный усилитель здесь не возникает.

Опираясь на вышесказанное, можно сделать несколько рекомендаций, которыми следует руководствоваться при разработке усилителей с глубокой обратной связью:

а) использовать в петле ОС каскады с различными частотами среза; б) при введении обратной связи желательно охватывать по возможности

меньшее число каскадов; в) желательно не включать в петлю ОС каскады, имеющие повышенные

фазовые сдвиги (трансформаторные, дроссельные и др.); г) при необходимости вводить в петлю ОС соответствующие цепи

коррекции.

7.5. Паразитные обратные связи и борьба с ними

При создании многокаскадных усилителей с большим коэффициентом усиления избежать возникновения паразитных обратных связей весьма трудно. Эти связи, так же как и наводки, могут возникать за счет паразитных емкостей, существующих между входами и выходами как отдельных каскадов, так и всего усилителя в целом. Другая возможность появления паразитной ОС объясняется наличием сильных электромагнитных полей, создаваемых оконечным каскадом и наводящих паразитные ЭДС во входных цепях усилителя. Такая возможность часто наблюдается, если в качестве оконечного каскада используется трансформаторный каскад. Наиболее неприятной из приведенных выше обратных связей является емкостная связь. Возникновение такой паразитной обратной связи не обязательно должно привести к самовозбуждению усилителя. Однако она может существенно изменить многие параметры усилителя: входное сопротивление, частотные свойства, нелинейные искажения и т.д. Практически влияние паразитной емкостной обратной связи можно объяснить эффектом Миллера, как это уже делалось, когда анализировалось влияние емкости коллектора для включения транзистора по схеме с общим эмиттером. Разница заключается лишь в том, что в данном случае обратная связь может оказаться как отрица-

242

тельной, так и положительной. Большой коэффициент передачи, характерный для многокаскадного усилителя, приводит к появлению весьма глубокой паразитной обратной связи. Для возникновения такой обратной связи может оказаться достаточным существование очень малой паразитной емкости, связывающей вход и выход усилителя (десятые или даже сотые доли пикофарады).

Не трудно предположить, что паразитные обратные связи такого типа возникают из-за плохо продуманной конструкции усилителя. При разработке платы усилителя необходимо обращать внимание на то, чтобы входные и выходные цепи усилителя были разнесены как можно дальше друг от друга, а в отдельных случаях может возникнуть необходимость в дополнительной экранировке входного каскада. При наличии в схеме трансформаторов или каких-то других сосредоточенных индуктивностей следует позаботиться о том, чтобы их магнитные поля по возможности не распространялись на входные цепи, что достигается путем правильного ориентирования этих деталей и, при необходимости, их экранированием.

Среди паразитных обратных связей особое место занимают паразитные связи через источник питания. При анализе всех предыдущих усилителей внутреннее сопротивление источника питания считалось равным нулю. В реальности это не совсем так - внутреннее сопротивление нестабилизированного источника напряжения лежит в пределах нескольких Ом. Наличие этого внутреннего сопротивления и приводит к появлению паразитной обратной связи.

Возникновение обратной связи рассмотрим на примере трехкаскадного усилителя (рис. 7.13). Во всех трех каскадах часть выходного тока (тока коллектора) проходит через источник питания и создает падение напряжения на его внутреннем сопротивлении. Естественно предположить, что ток оконечного каскада, для которого сигнал является наибольшим, будет самым большим и именно он создаст наибольшее переменное напряжение UП на внутреннем сопротивлении источника питания. Полярность этого напряжения определяется направлением переменного тока оконечного каскада и изменяется с изменением полярности входного сигнала. Таким образом, в цепи питания будет действовать напряжение, состоящее из постоянной и переменной составляющих Е0 и UП. В отдельных случаях амплитуда напряжения UП может достигать более 30 % от напряжения источника питания Е0.

243

но высоком напряжении питания все цепочки фильтров включаются последовательно, что улучшает развязку между каскадами. Для лучшего сглаживания пульсаций напряжения, попадающего на базы транзисторов, сопротивления RФ в каскадах включаются между коллекторной и базовой цепью. Чтобы избежать чрезмерного уменьшения напряжения для питания входных каскадов в случае низковольтного источника питания, цепочки фильтра приходится включать параллельно. При этом развязка ухудшается и, как правило, приходится использовать конденсаторы CФ большей емкости.

8.ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ

8.1. Общие положения

При математическом моделировании различных процессов на аналоговых вычислительных машинах всегда существовала необходимость в выполнении всевозможных математических преобразований, таких как суммирование, вычитание, логарифмирование, дифференцирование, интегрирование и др. Подобные операции над электрическими сигналами осуществлялись с помощью специальных линейных усилителей, которые благодаря своей функциональной принадлежности получили название операционных усилителей. Для обеспечения высокой точности подобных преобразований операционные усилители должны были обладать очень большим коэффициентом усиления, высоким входным и низким выходным сопротивлениями, что облегчало введение глубоких обратных связей, необходимых для получения соответствующего преобразования. Выполнялись операционные усилители в виде многокаскадных усилителей постоянного тока, у которых при нулевом потенциале на входе выходное напряжение также отсутствовало. В настоящее операционные усилители выпускаются в виде монолитных интегральных микросхем, которые получили широкое распространение, так как по размерам и стоимости они практически не отличаются от обычного транзистора. Благодаря высоким качественным показателям интегральных операционных усилителей реализация различных схем преобразователей на их основе оказывается значительно проще, чем на дискретных элементах. Этим объясняется их широкое распространение в качестве самостоятельного многофункционального усилительного элемента.

245

лярных источников, что облегчает получение на выходе нулевого потенциала при отсутствии напряжения на входе.

RK1 СК1

Рис. 8.2

Одна из типовых принципиальных схем операционного усилителя приведена на рис. 8.2. На входе усилителя включен дифференциальный каскад на транзисторах VT1 и VT2. Как правило, это транзисторы с высоким коэффициентом усиления по току, работающие в режиме микротоков. Такое построение этого дифференциального каскада не позволяет получить заметное усиление, но зато обеспечивает высокое входное сопротивление. Для повышения качеств, присущих дифференциальному каскаду (высокая стабильность, хорошее подавление синфазной помехи, малый дрейф нуля), в цепи эмиттеров VT1 и VT2 включен генератор стабильного тока ГСТ1 на транзисторах VT3 и VT6.

К выходу первого дифференциального каскада подключен второй каскад на транзисторах VT4 и VT5. Этот каскад, выполненный по аналогичной схеме, обладает большим усилением по напряжению, так как работает при то-

247

ках коллектора в пределах миллиампера, что позволяет увеличить крутизну транзисторов до нескольких десятков миллиампер на вольт.

С коллектора транзистора VT5 сигнал поступает на вход эмиттерного повторителя на транзисторе VT7, нагрузкой которого служит вход усилительного каскада на транзисторе VT8 с включенным в цепь эмиттера ГСТ2. В цепи эмиттера VT8 также включено сопротивление R8, позволяющее понизить потенциал базы транзистора VT8 до необходимого уровня. Коэффициент передачи эмиттерного повторителя снижается за счет сопротивления R8 незначительно, так как основной его нагрузкой являются достаточно высокое входное сопротивление транзистора VT8 и большое выходное сопротивление ГСТ2.

Нагрузкой каскада на транзисторе VT8, включенном по схеме с общим эмиттером, являются входное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторах VT9 и VT10 и сопротивление R9, что обеспечивает каскаду достаточно большой коэффициент усиления. Сопротивление R9 в цепи коллектора VT8 выбрано таким образом, чтобы при отсутствии сигнала на входе потенциал коллектора был равен нулю. Такой режим автоматически обеспечивает равенство нулю напряжения на выходе двухтактного эмиттерного повторителя, собранного на комплементарных транзисторах VT9 и VT10. Диоды D1, D2 задают необходимое смещение на базы транзисторов VT9 и VT10.

Операционный усилитель предназначен для работы с внешней обратной связью, охватывающей все каскады. Как было показано в предыдущей главе, при этом всегда появляются трудности, связанные с обеспечением устойчивости в области верхних частот. Для борьбы с самовозбуждением в операционных усилителях используются методы, описанные в п.7.3. В рассматриваемом операционном усилителе необходимая для устойчивой работы коррекция частотной характеристики осуществляется с помощью соответствующих навесных элементов RК1, CК1, CК2. Элементы коррекции рассчитываются для каждого конкретного случая.

Входной сигнал подается на усилитель через входы Вх1 и Вх2. Нетрудно убедиться, что в данной схеме вход Вх1 является неинвертирующим, а вход Вх2

– инвертирующим.

248