Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:
ПОПОВ ОСНОВЫ АНАЛОГОВОЙ ТЕХНИКИ.pdf
Скачиваний:
942
Добавлен:
11.05.2015
Размер:
2.27 Mб
Скачать

Величина К0 прямо пропорционально зависит от крутизны транзистора в рабочей точке. При малых уровнях входного сигнала крутизну транзистора можно поднять, увеличивая ток в рабочей точке. Однако это увеличение ограничено тем, что переход затвор-исток при возрастании входного напряжения в отдельные моменты времени может оказаться в открытом состоянии, и сигнал будет искажаться. Поэтому минимальное постоянное напряжение на затворе не может быть меньше амплитуды усиливаемого сигнала.

Величина сопротивления RЭКВ также влияет на К0. Значение RЭКВ определяется всеми тремя сопротивлениями Ri, R2 и RН. Сопротивление Ri задается положением рабочей точки и не может быть изменено в значительных пределах. Через резистор R2 подается питание на сток транзистора. Первоначально увеличение R2 вызывает пропорциональный рост К0. Однако затем дальнейший рост замедляется, и коэффициент усиления начинает снижаться, так как напряжение на стоке уменьшается. Это в свою очередь ведет к уменьшению крутизны транзистора и появлению нелинейных искажений. Чаще всего сопротивление R2 выбирают из условия получения максимального неискаженного выходного сигнала, т.е. таким образом, чтобы постоянное напряжение на стоке примерно равнялось половине напряжения питания.

На практике резистор RН всегда оказывается много больше, чем Ri и R2, поэтому значительное увеличение RН в принципе возможно, но не целесообразно. Общее сопротивление параллельного соединения этих резисторов всегда оказывается меньше меньшего из них, и после определенного предела рост RН не приводит к увеличению RЭКВ.

4.3.3. Частотная характеристика. Область нижних частот

В области нижних частот влияние емкости С0 не проявляется, так как изза малой величины ее сопротивление оказывается очень большим и ток через эту емкость не протекает. Следовательно, её можно исключить из эквивалентной схемы, и тогда схема для анализа частотной характеристики в области нижних частот принимает вид, аналогичный рис. 4.16, а.

Для удобства анализа заменим генератор тока в схеме (см. рис. 4.16, а) эквивалентным генератором напряжения с эквивалентной ЭДС Е и с эквивалентным внутренним сопротивлением R (см. рис.4.16, б):

148

Е =Su1

RiR 2

=Su1R ,

R =

RiR 2 .

 

 

Ri + R 2

 

 

Ri + R 2

 

 

С3

 

 

Ri

C3

Ri

R2

 

R2

Su1

U2

 

Su1R

 

U2

а

б

Рис. 4.16

Теперь выходное напряжение u2 будет равно

u2

=

Su1RR Н

.

(4.53)

R + R H

+1 jωC3

 

 

 

 

Коэффициент усиления в области низких частот КН найдем, поделив (4.53) на напряжение u1:

&

u2

 

SRR H

 

SRR H

 

1

 

 

КН =

u1

=

R + R H +1 jωC3

=

R + R H 1 +1 jωC3 (R + R H )

.

(4.54)

 

 

 

 

 

Нетрудно видеть, что в первом сомножителе (4.54) имеется параллельное соединение R и RН, равное согласно (4.52) сопротивлению RЭКВ. Следовательно, первый сомножитель в (4.54) является коэффициентом усиления каскада в области средних частот К0, и теперь (4.54) можно переписать в следующем виде:

 

&

 

 

K0

 

 

 

 

 

K0

 

 

 

τH = C3R,

 

 

KH =

1

+1 jωC3R

=

1

+1 jωτH

 

,

(4.54а)

 

 

 

 

 

 

 

 

где

R′= R + R H = R H

+

RiR 2

.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ri + R

2

 

 

 

149

Найдя модуль выражения (4.54а), определим частотную характеристику для схемы (см. рис. 4.16):

&

 

=

K0

.

(4.55)

 

KH

 

1+(1

jωτH )2

 

 

 

 

 

Как следует из схемы (см. рис. 4.16, б), при стремлении частоты к нулю реактивное сопротивление конденсатора С3 растет, уменьшается ток в контуре и снижается падение напряжения на сопротивлении нагрузки RН (u2). Полученное выражение (4.55) соответствует этому физическому процессу. Действительно, с уменьшением частоты растет второй член в подкоренном выражении, что и приводит к снижению коэффициента усиления.

Нижнюю граничную частоту найдем, приравняв к двойке подкоренное выражение в (4.55):

 

1

 

2

 

1

 

1

 

 

 

 

= 2,

fH =

=

.

(4.56)

 

 

 

1+

 

 

2πτH

2πC3R

 

ωНτН

 

 

 

 

 

Определим фазовую характеристику каскада для области нижних частот, для чего комплексное выражение (4.54а) преобразуем в алгебраическую форму и найдем арктангенс отношения мнимой части к действительной:

ϕ = аrctg

1

 

= arctg

1

= arctg fH .

(4.57)

ωC3R

ωτH

 

 

f

 

Анализируя схему (см. рис. 4.16, а) легко видеть, что на низких частотах сопротивление выходной цепи каскада на полевом транзисторе является комплексным и имеет емкостной характер. Ток в этой цепи опережает приложенное к входу напряжение u1 на угол 00 < ϕ < 900. Следовательно, выходное напряжение u2, выделяющееся на активном сопротивлении RН, будет совпадать по фазе с током, а значит, опережать входное u1 на тот же угол ϕ.

Частотные искажения в резисторном каскаде на полевом транзисторе будут определяться выражениями, аналогичными (4.23) и (4.23а). Для расширения частотной и фазовой характеристик в сторону более низких частот необходимо увеличивать постоянную времени τН = С3R′. Проще всего это удается

150

сделать за счет увеличения разделительной емкости С3. Сопротивление R′ в основном определяется значением сопротивления RН, которое всегда оказывается много больше, чем параллельное соединение Ri и R2.

В области низких частот форма частотной и фазовой характеристик резисторного каскада на полевом транзисторе не отличаются от формы аналогичных характеристик резисторного каскада на биполярном транзисторе

(см. рис. 4.5).

Переходная характеристика каскада на полевом транзисторе для области больших времен также не отличается от соответствующей характеристики каскада на биполярном транзисторе. Этот вывод следует из того, что соответствующие эквивалентные схемы каскадов (см. рис. 4.4, б и рис. 4.16, б) отличаются друг от друга лишь обозначением элементов.

4.3.4. Частотная характеристика. Область верхних частот

Эквивалентная схема, поясняющая работу резисторного каскада на по-

 

 

левом транзисторе в области верхних час-

SU1 Ri R2 RН

СН

тот, приведена на рис. 4.17. На этой схеме

отсутствует конденсатор С3, так как при

 

 

 

 

u2 большой величине этой емкости его со-

 

 

противление в области высоких частот

 

 

можно считать равным нулю. Уместно на-

Рис. 4.17

 

помнить, что конденсатор СН включает в

 

себя выходную емкость рассматриваемого

 

 

транзистора ССИ, емкость монтажа его выходной цепи и входную динамическую емкость следующего каскада:

СН = ССИ +[СЗИ +СЗС(1+SRH )]СЛ +СМ .

Все три параллельных резистора в схеме (см. рис. 4.17) заменим эквивалентным сопротивлением RЭКВ и найдем выходное напряжение u2:

u2

= Su1ZH = Su1

 

 

RЭКВ

,

1

+ jωCH R ЭКВ

 

 

 

151

RЭКВ =

1

 

ZH =

1

=

 

 

RЭКВ

,

1 Ri +1 R2

+1 R H

1 RЭКВ + jωCH

1

+ jωCH RЭКВ

 

 

 

 

где ZН - параллельное соединение сопротивления RЭКВ и емкости СН.

Теперь коэффициент усиления каскада в области высоких частот будет

равен

&

u2

 

 

 

SR ЭКВ

 

 

 

К0

,

(4.58)

КВ =

u1

=

1

+ jωCH R ЭКВ

=

1

+ jωτB

 

 

 

 

 

где

K0 =SRЭКВ, τВ = СНRЭКВ.

Выражение (4.58) позволяет найти частотную и фазовую характеристики резисторного каскада на полевом транзисторе в области высоких частот:

 

&

 

=

К0

 

=

К0

,

 

 

 

 

(4.59)

 

 

 

 

 

 

 

 

КВ

 

1+(ωСНRЭКВ)2

1+(ωτВ)2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

f

 

 

 

ϕ = −arctgωCH RЭКВ = −arctgωτB = −arctg

 

 

.

 

(4.60)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

fB

 

Верхнюю граничную частоту определим, приравняв единице второй

член в подкоренном выражении в (4.59):

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1 = ωВСНRЭКВ,

fB

=

 

1

 

=

 

1

.

(4.61)

2πCH R

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ЭКВ

 

 

 

2πτВ

 

Учитывая (4.61), выражение (4.58) можно переписать в следующем ви-

де:

&

 

 

К0

 

.

КВ =

1

+ jf

 

 

fB

Сравнение эквивалентных схем и выражений для частотных и фазовых характеристик резисторных каскадов на полевом и биполярном транзисторах

152