(рис. 1.2, в).

Равенство fВ/fН ~ 1 присуще также узкополосным или избирательным усилителям. Усилители, для которых выполняется неравенство fВ/fН > 1, назы-

ваются широкополосными.

Целевое использование усилителей служит критерием для классификации усилителей по назначению: магнитофонные, телевизионные, радиолокационные, связные, измерительные, осциллографические и т.д.

Присутствие в названии усилителя слов транзисторный, ламповый, магнитный, диодный, диэлектрический и т.д. говорит о том, какой тип усилительного элемента в нем используется.

1.4.Параметры усилителей

1.4.1.Выходные и входные данные

По мере повышения входного испытательного сигнала (после определенной величины) форма сигнала на выходе усилителя начинает все больше отличаться от формы сигнала на его входе. Это отличие объясняется появлением нелинейных искажений, которые и ограничивают дальнейшее увеличение выходного сигнала. Мощность Р2, развиваемая усилителем в заданной нагрузке, при условии, что нелинейные искажения не превышают определенный уровень, называется номинальной выходной мощностью. Эта мощность непосредственно связана с номинальными выходными напряжением U2, током I2 и сопротивле-

нием нагрузки Z2. В общем случае Z2 является комплексной величиной. Однако при проведении испытаний и расчетов обычно задаются такими условиями, при которых Z2 может быть заменено его активной составляющей R2. В этом случае

Существует большое количество случаев, когда усилитель характеризуется лишь одним из номинальных параметров. Например, для усилителя, нагруженного на отклоняющие пластины электронно-лучевой трубки (чисто емкостная нагрузка), интерес представляет только выходное напряжение U2.

В технике связи приходится обращать серьёзное внимание на согласова-

11

ние усилителя с нагрузкой, что приводит к необходимости определения выход-

ного сопротивления усилителя:

ниями входных мощности Р1, напряжения U1, тока I1 и входным сопротивле-

нием ZВХ. Обычно в режиме испытаний выбираются такие условия, при которых ZВХ = RВХ, и тогда

Источник сигнала, действующий на входе усилителя, обычно представляется в виде генератора ЭДС Е1 (реже генератора тока) с внутренним сопро-

тивлением Z1.

1.4.2. Коэффициенты усиления

Любой усилитель можно представить в виде линейного четырехполюсника, на входе которого включен источник ЭДС E1, с внутренним сопротивлением Z1, а на выходе - сопротивление нагрузки Z2. На входе такого четырехполюсника действует входное напряжение U& 1 и входной ток &I1 , а на выходе - выходное напряжение U& 2 и выходной ток &I2 (рис. 1.3).

Коэффициентом усиления напряжения называется отношение выходно-

го напряжения усилителя к напряжению на его входе:

По установившейся традиции коэффициент усиления напряжения назы-

вают просто коэффициентом усиления усилителя.

12

Аналогичным образом вводятся понятия коэффициентов усиления то-

ка и мощности:

Логично предположить, что все виды усилительных каскадов можно разделить на три группы в зависимости от того, какой из коэффициентов усиления К, Кi или Кp наиболее точно характеризует назначение рассматриваемого каскада. Обычно различают каскады усиления мощности, напряжения и тока. Довольно часто каскады усиления напряжения и тока объединяют под общим названием - каскады предварительного усиления. Усилители мощности при этом называют оконечными усилителями.

Обычно при рассмотрении усилительных свойств усилителя коэффициенты усиления заменяются их модулями. Нетрудно видеть, что между модулями коэффициентов усиления существует следующая связь:

Широкое применение находит выражение модуля коэффициента усиления в логарифмических единицах-децибелах (дБ). Усиление, выраженное в децибелах, определяется следующим образом:

13

Для многокаскадного усилителя общий коэффициент усиления определяется как произведение коэффициентов усиления каскадов, входящих в рассматриваемый усилитель:

В логарифмической форме (1.8) примет вид

Появление усилителей со сравнительно низким входным сопротивлением (усилительные каскады на биполярных транзисторах) привело к необходимости учета влияния Zвх каскада на его усилительные свойства. Это влияние оценивается с помощью сквозного коэффициента усиления (коэффициента усиления по ЭДС):

Принимая во внимание равенство

можно переписать уравнение (1.10) в следующем виде:

Таким образом, сквозной коэффициент усиления учитывает влияние делителя, состоящего из внутреннего сопротивления источника сигнала и входного сопротивления усилителя.

1.4.3. Частотная и фазовая характеристики

Как уже было показано, коэффициент усиления является величиной комплексной:

14

Модуль коэффициента усиления K& и фазовый сдвиг между выходным и входным напряжениями ϕ2 −ϕ1 зависят от частоты:

Зависимость от частоты фазового сдвига ϕ2 −ϕ1 = ϕ(ω) между выходным и входным напряжениями называется фазовой характеристикой усилите-

ля.

Наиболее распространенный вид частотной и фазовой характеристик

ласть нижних частот от f = 0 до fН, область средних частот между fН и fВ и область верхних частот от fВ до f→∞.

Для анализа частотной и фазовой характеристик рассмотрим простей-

15

ший резисторный каскад на биполярном транзисторе (рис. 1.5).

На входе каскада включен источник ЭДС ЕИ с внутренним сопротивлением RИ, на выходе - нагрузка R2. Параллельно нагрузке включена емкость C2, состоящая из выходной емкости транзистора, емкости монтажа и емкости нагрузки (величина C2 обычно лежит в пределах десятков-сотен пикофарад). Сопротивления RБ и RК задают рабочий режим транзистора. Конденсаторы CР разделяют источник сигнала EИ, каскад на транзисторе и нагрузку R2 по постоянному току. Для того чтобы CР не препятствовали прохождению переменного тока, их величина выбирается достаточно большой (несколько десятков микрофарад).

Для измерения частотной характеристики схему рис. 1.5 необходимо дополнить двумя вольтметрами переменного тока, включенными на входе и выходе. Вольтметр V1 позволяет поддерживать постоянную величину сигнала на входе каскада независимо от частоты. Вольтметр V2 фиксирует изменения выходного напряжения U2 в зависимости от изменения частоты.

Рис. 1.5

Анализ частотной и фазовой характеристик проведем для выходной цепи каскада, расположенной правее точек 2-2. Часть схемы, расположенную левее этих точек, заменим эквивалентным генератором с параметрами Е1 и R1. Ради упрощения будем считать, что транзистор не является частотнозависимым элементом и, следовательно, параметры эквивалентного генератора не зависят от частоты.

При таких условиях эквивалентная схема для анализа частотной характеристики каскада приобретает вид, представленный на рис. 1.6, а. Величины

16

емкостей C1 и C2 отличаются на несколько порядков (C1>>C2), что обуславливает их влияние в разных областях частотного диапазона и позволяет пользоваться при анализе более простыми схемами (рис. 1.6, б, в, г).

С помощью схемы (рис. 1.6, б) легко объясняются низкочастотные части частотной и фазовой характеристик. Емкость C2 на этой схеме отсутствует, так как сопротивление этой маленькой емкости на низких частотах стремится к бесконечности, ток через нее практически не протекает, и она не оказывает ни-

Согласно второму закону Кирхгофа ЭДС в схеме рис. 1.6, б распределяется между сопротивлениями R1 и R2 и сопротивлением емкости CР пропорционально величине этих сопротивлений. С уменьшением частоты сопротивление емкости CР возрастает, растет падение напряжения на ней, а напряжение u2 на сопротивлении R2 уменьшается, что и приводит к уменьшению коэффициента передачи. При объяснении фазовой характеристики следует учесть, что для области нижних частот цепь (см. рис. 1.6, б) имеет емкостной характер, и, следовательно, ток в этой цепи опережает по фазе приложенное напряжение. Этот ток, протекая по активному сопротивлению R2, создает на нем падение напряжения u2, совпадающее по фазе с током. Следовательно, выходное напряжение u2 опережает по фазе приложенную ЭДС E1. По мере увеличения частоты ха-

17

рактер этой цепи из емкостного превращается в активный (сопротивление емкости стремится к нулю, и конденсатор СР перестает влиять на ток в цепи), при этом сдвиг по фазе между E1 и u2 уменьшается до нуля. Математически частотная и фазовая характеристики для области нижних частот описываются следующими выражениями:

Для нахождения фазовой характеристики цепи необходимо комплексный коэффициент усиления К&(ω) представить в алгебраической форме (в виде

и найти арктангенс отношения мнимой части к действительной:

Области средних частот соответствует эквивалентная схема (см. рис. 1.6,

18

в), в которой отсутствуют частотно-зависимые элементы. Для этой схемы фазовый сдвиг между E1 и u2 равен нулю, а коэффициент передачи оказывается чисто активным и определяется выражением

Проделав аналогичные выкладки для схемы (см. рис. 1.6, г), получим

Физический смысл уравнений (1.19 - 1.21) заключается в том, что на высоких частотах сопротивление параллельного соединения R2 и C2 уменьшается и, следовательно, уменьшается падение напряжения u2, приводящее к снижению коэффициента передачи.

При рассмотрении фазовой характеристики учтем то обстоятельство, что схема (см. рис. 1.6, г) в области высоких частот имеет активный характер, так как сопротивление емкости C2 при этом стремится к нулю. Ток, протекающий по такой цепи, совпадает по фазе с приложенным напряжением. Однако протекая через конденсатор C2, этот ток создает на нем отстающее по фазе напряжение U2.

19

Анализируя выражения (1.15 - 1.21)можно видеть:

1)при изменении частоты от f = 0 в сторону увеличения модуль коэф-

фициента передачи KН растет и стремится к величине K0, а фазовый сдвиг уменьшается от +900 до 00;

2)для области частот между fН и fВ коэффициент передачи K0 не зависит от частоты, а фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями равен нулю;

3)для области частот выше частоты fВ коэффициент передачи уменьшается по сравнению с K0, а фазовый сдвиг изменяется от 00 до -900.

Области частот, в которых снижение коэффициента передачи становится весьма ощутимым, не являются приемлемыми для работы усилительного каскада. Рабочий диапазон частот усилителя ∆f, называемый также диапазо-

ном усиливаемых частот или полосой пропускания усилителя, определяется

граничными частотами, на которых K(ω) изменяется на заданную величину. Обычно полоса пропускания усилителя оценивается граничными частотами fН и fВ, на которых коэффициент усиления уменьшается в 2 раз (в логарифмических величинах на –3дб) по сравнению со значением K0. Согласно этому определению верхнюю и нижнюю граничные частоты можно определить, приравняв к двум выражения, стоящие под корнем квадратным в (1.16) и (1.20).

Фазовые сдвиги при этом будут равны

20

Следует отметить, что на частоте fН реактивное сопротивление емкости СР равно сопротивлению активной части цепи (см. рис. 1.6, б):

а на частоте fВ реактивная проводимость емкости С2 равна проводимости активной части цепи (см. рис. 1.6, г).

Таким образом, уравнения (1.28) и (1.29) могут быть использованы для определения граничных частот полосы пропускания усилителя.

Для анализа многокаскадных усилителей с обратной связью удобно использовать линеаризированные амплитудно-частотную (ЛАЧХ) и фазочастотную (ЛФЧХ) характеристики, при построении которых реальные характеристики заменяются их асимптотами. Для области средних частот асимптотой является прямая, параллельная оси частот.

Для нахождения асимптот в области низких и высоких частот перепишем выражения (1.16) и (1.20) в следующем виде:

21

Как видно из этого выражения, уменьшение текущей частоты в 10 раз (на декаду) приводит к уменьшению коэффициента усиления также в 10 раз, или в логарифмических единицах на 20дБ. Таким образом, асимптотой реальной частотной характеристики в логарифмическом масштабе для области низких частот является прямая линия с наклоном 20дБ на декаду (20дБ/дек). Эта прямая пересекается с прямой, относящейся к области средних частот в точке, соответствующей частоте fН.

Асимптоту АЧХ для области высоких частот применительно к схеме (см. рис. 1.6, г) найдем из (1.20), устремив частоту fВ к бесконечности:

Следовательно, коэффициент усиления в области высоких частот убывает прямо пропорционально увеличению частоты. Таким образом, асимптотой частотной характеристики для данной схемы в области высоких частот является прямая линия с наклоном –20дБ/дек, пересекающаяся с прямой для области средних частот на частоте fВ.

В литературе довольно часто вместо декады используется частотный интервал в одну октаву (изменение частоты в 2 раза). В этом случае наклон асимптот будет равен шести децибелам на октаву (–6дБ/окт).

При построении линеаризированной фазочастотной характеристики простейшего частотно-зависимого звена (см. рис. 1.6, б или 1.6, г) реальную фазочастотную характеристику заменяют прямой линией с наклоном в сорок пять градусов на декаду (450/дек). Для схемы (см. рис. 1.6, б) ЛФЧХ ограничена пределами – девяносто и ноль градусов и проходит через точку с координатами (fН,450 ). Для звена (см. рис. 1.6, г) характеризующего область высоких частот, аналогичная прямая проходит через точку с координатами (fВ, -450). Линеаризированные амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики представлены на рис. 1.7. Реальные характеристики на этом рисунке показаны пунктиром.

22