схеме (рис. 4.3), которую и будем использовать для дальнейшего рассмотрения свойств резисторного транзисторного каскада, особенно при анализе его частотной, фазовой и переходной характеристик. На этой схеме емкости транзистора СК и СБ'Э заменены входной динамической емкостью С0 в соответст-

вии с (3.20).

4.2.1. Частотная характеристика. Область средних частот

Область средних частот (ОСЧ) для широкополосного транзисторного резисторного каскада ограничивается крайними частотами, между которыми коэффициент усиления не изменяется более, чем на величину, указанную в техническом задании. Обычно эту величину выбирают равной –3дБ. Постоянство коэффициента усиления на данном участке частотного диапазона свидетельствует о том, что в этой области частотно-зависимые элементы схемы (С1 , С0) не оказывают влияния на работу каскада. Следовательно, они могут быть исключены из эквивалентной схемы (см. рис. 4.3).

Входное сопротивление транзистора для этой схемы определяется вели-

чиной

а входное сопротивление всего каскада RВХ находится согласно (4.5) при условии, что R4 = 0.

Выходное сопротивление для ОСЧ по-прежнему равно сопротивлению R3, которое включено в коллекторную цепь транзистора.

Определим коэффициент усиления по напряжению К0, считая, что нагрузкой каскада является сопротивление R3. Напряжение uБ’Э равно

отсюда для К0 можно записать следующее выражение:

127

где y21 - проводимость прямой передачи для области средних частот, равная

Сквозной коэффициент усиления K0Е равен

Первая часть этого выражения является коэффициентом передачи входной цепи, состоящей из входного сопротивления каскада и внутреннего сопротивления источника сигнала.

При сравнительно малых сопротивлениях нагрузки коэффициент усиления линейно возрастает с ростом R3. Однако существенное увеличение этого сопротивления приводит к изменению положения рабочей точки, ухудшению питания коллекторной цепи транзистора, появлению заметных нелинейных искажений и в дальнейшем к снижению коэффициента усиления. Обычно сопротивление R3 выбирается таким образом, чтобы постоянное напряжение на коллекторе равнялось примерно половине напряжения питания каскада. Такое условие обеспечивает получение максимальной неискаженной амплитуды выходного напряжения. Увеличение крутизны y21, значение которой главным образом определяется постоянным током эмиттера, также ведет к росту коэффициента усиления.

В транзисторном резисторном каскаде без обратной связи нелинейные искажения, связанные с отсечкой базового и коллекторного тока, появляются уже при входных напряжениях, амплитуда которых U1мах достигает десятьпят- надцать милливольт. Амплитуда коллекторного тока каскада, работающего в режиме А, не может быть больше постоянной составляющей IМК ≤ I0К. В свою очередь

следовательно, амплитуда входного напряжения равна

128

h21 >>1 и rБ' << rЭ(1 + h21) ,

то получим

Введение отрицательной ОС за счет сопротивления R4 (см. рис. 4.2) позволяет заметно увеличить максимальное входное напряжение, при котором отсечка тока еще не наступает. В этом случае под воздействием отрицательной обратной связи изменяется крутизна транзистора y21F

Амплитуда коллекторного тока при этом не изменяется, так как попрежнему сохраняется соотношение IМК ≤ I0К, а максимальное значение амплитуды входного напряжения U1махF изменится в соответствии с изменением крутизны. Отсюда

129

Из (4.17) следует, что введение такой ООС позволяет существенно увеличить максимальное напряжение (при отсутствии искажений) и тем самым расширить динамический диапазон каскада. Для увеличения U1мах желательно также увеличивать постоянный ток коллектора I0К и сопротивление R4, и то, и другое ведет к росту глубины ООС и к уменьшению сквозного коэффициента усиления.

При выводе выражения для F использовалось значение входного напряжения u1, а не входной ЭДС ЕИ. Поэтому (4.18) является частным случаем и дает наибольшее возможное значение глубины обратной связи F, которое достигается при условии, что на входе усилителя включен идеальный генератор ЭДС

(RИ = 0).

4.2.2. Частотная характеристика. Область нижних частот

Основное влияние на частотную характеристику каскада в области нижних частот оказывают разделительные емкости. Емкость С0 имеет сравнительно малую величину, ее сопротивление для области малых частот стремится к бесконечности, следовательно, ток по ней не протекает, и она может быть исключена из эквивалентной схемы.

Поэтому в схеме (рис. 4.4, а) отсутствуют все реактивные элементы, кроме конденсатора С1. Эта емкость включена последовательно во входной делитель и приводит к дополнительному снижению коэффициента усиления по мере уменьшения частоты.

130

Из анализа (4.21) следует, что при уменьшении частоты второй член в знаменателе увеличивается, а коэффициент усиления начинает уменьшаться. Частота, на которой подкоренное выражение превращается в двойку, называется нижней граничной частотой диапазона.

Приравняем к двум подкоренное выражение в (4.21) и найдем из полученного уравнения нижнюю граничную частоту fН:

где τН = C1(RИ + RВХ) – постоянная времени входной цепи.

Из (4.22) следует, что для расширения частотной характеристики в область нижних частот необходимо увеличивать емкость конденсатора С1 и, если это возможно, поднимать входное сопротивление каскада RВХ.

С учетом (4.22) выражения (4.20 – 4.21) можно переписать в следующем

виде:

132

ответствующей частоте fН. Реальная характеристика в этой точке (f = fН) будет в корень из двух раз меньше (на 3дБ), чем K0E (рис. 4.5). Зависимость частотных искажений от частоты получим, поделив (4.20) на K0E

пользуется для расчета величины разделительной емкости С1 по известным значениям fH, RВХ, RИ и МН.

Для уменьшения частотных искажений (расширения частотной характеристики в область нижних частот) необходимо уменьшать нижнюю граничную частоту fН. Обычно снижение fН оказывается возможным за счет увеличения

133

емкости С1 и частично входного сопротивления транзистора, зависящего от наличия отрицательной обратной связи и ее глубины. При введении отрицательной обратной связи по току последовательной по входу растет входное сопротивление транзистора (4.2) и каскада (4.5), следовательно, уменьшается нижняя граничная частота fН (4.22).

В области нижних частот комплексное сопротивление входной цепи (рис. 4.4, б) носит емкостной характер, следовательно, ток, протекающий во входном контуре, будет опережать по фазе ЭДС ЕИ. Напряжение u1, создаваемое этим током на активном сопротивлении RВХ, совпадает с ним по фазе и имеет положительный частотно-зависимый фазовый сдвиг по отношению к ЕИ. При дальнейшем прохождении сигнала к нагрузке этот частотно-зависимый фазовый сдвиг не изменяется, так как оставшийся участок схемы не содержит реактивных элементов. Таким образом, напряжение u2 также будет иметь положительный частотно-зависимый фазовый сдвиг по отношению к ЕИ. При стремлении частоты к нулю характер цепи становится чисто емкостным (сопротивление емкости С1 становится преобладающим, и ток в цепи определяется только этим сопротивлением), а фазовый сдвиг стремится к 900. С ростом частоты частотно-зависимый фазовый сдвиг стремится к нулю, что соответствует переходу в область средних частот. Для точного определения фазового сдвига надо перевести комплексное выражение (4.20, 4.20а) в алгебраическую форму и затем найти арктангенс отношения мнимой части к действительной:

ϕН = arctg(fH f ) = arctg12πC1(RВХ + RИ)f = arctg1 2πτHf . (4.24)

Из (4.24) следует, что при стремлении частоты к нулю фазовый сдвиг между входным и выходным напряжением стремится к 900. С увеличением частоты до области средних частот фазовый сдвиг уменьшается до нуля. На частоте fH сдвиг по фазе равен 450.

Полученные согласно (4.21) и (4.24) частотная и фазовая характеристики представлены на рис. 4.5.

134